为何使用开关模式电源?

显然是高效率。在 SMPS 中,晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着,当晶体管导通并传导电流时,电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时,电源路径中几乎没有电流。因此,半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是设计人员使用 SMPS 而不是线性稳压器LDO 的主要原因,特别是在高电流应用中。例如,如今 12VIN、3.3VOUT 开关模式同步降压电源通常可实现 90%以上的效率,而线性稳压器的效率不到 27.5%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了 8 倍。

 

最常用的开关电源——降压转换器

图 8 显示最简单、最常用的开关稳压器——降压型 DC/DC 转换器。它有两种操作模式,具体取决于晶体管 Q1 是开启还是关闭。为了简化讨论,假定所有电源设备都是理想设备。当开关(晶体管)Q1 开启时,开关节点电压 VSW = VIN,电感 L 电流由(VIN – VO)充电。图 8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关 Q1 关闭时,电感电流通过续流二极管 D1,如图 8(b)所示。开关节点电压 VSW = 0V,电感 L 电流由 VO 负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压,平均输出电压 VO 可通过以下公式算出:

 

 

图 8. 降压转换器操作模式和典型波形

 

其中 TON 是开关周期 TS 内的导通时间间隔。如果 TON/TS 之比定义为占空比 D,则输出电压 VO 为:

 

当滤波器电感 L 和输出电容 CO 的值足够高时,输出电压 VO 为只有 1mV 纹波的直流电压。在这种情况下,对于 12V 输入降压电源,从概念上讲,27.5%的占空比提供 3.3V 输出电压。

 

除了上面的平均法,还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此,必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图 8 中的电感电压波形,伏秒平衡需要:

 

因此,VO = VIN • D    (5)

 

公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他 DC/DC 拓扑,以推导出占空比与 VIN 和 VO 的关系式。

 

降压转换器中的功率损耗

直流传导损耗

采用理想组件(导通状态下零压降和零开关损耗)时,理想降压转换器的效率为 100%。而实际上,功耗始终与每个功率元件相关联。SMPS 中有两种类型的损耗:直流传导损耗和交流开关损耗。

 

降压转换器的传导损耗主要来自于晶体管 Q1、二极管 D1 和电感 L 在传导电流时产生的压降。为了简化讨论,在下面的传导损耗计算中忽略电感电流的交流纹波。如果 MOSFET 用作功率晶体管,MOSFET 的传导损耗等于 IO2 • RDS(ON) • D,其中 RDS(ON)是 MOSFET Q1 的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于 IO • VD • (1 – D),其中 VD 是二极管 D1 的正向压降。电感的传导损耗等于 IO2 • R DCR,其中 R DCR 是电感绕组的铜电阻。因此,降压转换器的传导损耗约为:

 

例如,12V 输入、3.3V/10AMAX 输出降压电源可使用以下元件:MOSFET RDS(ON) = 10mΩ,电感 RDCR = 2 mΩ,二极管正向电压 VD = 0.5V。因此,满负载下的传导损耗为:

 


如果只考虑传导损耗,转换器效率为:

 


上述分析显示,续流二极管的功率损耗为 3.62W,远高于 MOSFET Q1 和电感 L 的传导损耗。为进一步提高效率,ADI 公司建议可将二极管 D1 替换为 MOSFET Q2,如图 9 所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2 的栅极需要对 Q1 栅极进行信号互补,即 Q2 仅在 Q1 关断时导通。同步降压转换器的传导损耗为:

 

图 9. 同步降压转换器及其晶体管栅极信号

 


如果 10mΩ RDS(ON) MOSFET 也用于 Q2,同步降压转换器的传导损耗和效率为:

 


上面的示例显示,同步降压转换器比传统降压转换器更高效,特别适用于占空比小、二极管 D1 的传导时间长的低输出电压应用。

 

交流开关损耗

除直流传导损耗外,还有因使用不理想功率元件导致的其他交流 / 开关相关功率损耗:

 

1.  MOSFET 开关损耗。真实的晶体管需要时间来导通或关断。因此,在导通和关断瞬变过程中存在电压和电流重叠,从而产生交流开关损耗。图 10 显示同步降压转换器中 MOSFET Q1 的典型开关波形。顶部 FET Q1 的寄生电容 CGD 的充电和放电及电荷 QGD 决定大部分 Q1 开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中,底部 FET Q2 开关损耗很小,因为 Q2 总是在体二极管传导后导通,在体二极管传导前关断,而体二极管上的压降很低。但是,Q2 的体二极管反向恢复电荷也可能增加顶部 FET Q1 的开关损耗,并产生开关电压响铃和 EMI 噪声。公式(12)显示,控制 FET Q1 开关损耗与转换器开关频率 fS 成正比。精确计算 Q1 的能量损耗 EON 和 EOFF 并不简单,具体可参见 MOSFET 供应商的应用笔记。

 

图 10. 降压转换器中顶部 FET Q1 的典型开关波形和损耗

 


2.  电感铁损 PSW_CORE。真实的电感也有与开关频率相关的交流损耗。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频 SMPS 中,磁芯材料可能是铁粉芯或铁氧体。一般而言,铁粉芯微饱和,但铁损高,而铁氧体材料剧烈饱和,但铁损低。铁氧体是一种类似陶瓷的铁磁材料,其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。铁损的主要原因是磁滞损耗。磁芯或电感制造商通常为电源设计人员提供铁损数据,以估计交流电感损耗。

 

3.  其他交流相关损耗。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗 PSW_GATE(等于 VDRV • QG • fS)和死区时间(顶部 FET Q1 和底部 FET Q2 均关断时)体二极管传导损耗(等于(ΔTON + ΔTOFF) • VD(Q2) • fS)。

 

总而言之,开关相关损耗包括:

 


通常,计算开关相关损耗并不简单。开关相关损耗与开关频率 fS 成正比。在 12VIN、3.3VO/10AMAX 同步降压转换器中,200kHz – 500kHz 开关频率下的交流损耗约导致 2%至 5%的效率损失。因此,满负载下的总效率约为 93%,比 LR 或 LDO 电源要好得多。可以减少将近 10 倍的热量或尺寸。

 

[未完待续]

 

参考资料

 [1] V. Vorperian,“对使用 PWM 开关模式的 PWM 转换器的简化分析:第 I 部分和第 II 部分”,IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,1990 年 3 月,第 26 卷,第 2 期。

 

 [2] R. B. Ridley, B. H. Cho, F. C. Lee,“对多环路控制开关稳压器的环路增益的分析和解读”,IEEE Transactions on Power Electronics,第 489-498 页,1988 年 10 月。

 

 [3] H. Zhang,“开关模式电源的模型和回路补偿设计”,凌力尔特应用笔记 AN149,2015 年。

 

 [4] H. Dean Venable,“控制系统的最佳反馈放大器设计”,Venable 技术文献。

 

 [5] H. Zhang,“使用 LTpowerCAD 设计工具分五个简单的步骤设计电源”,凌力尔特应用笔记 AN158,2015 年。

 

 [6] www.linear.com/LTpowerCAD 上的 LTpowerCAD™设计工具。

 

 [7] H. Zhang,“非隔离式开关电源的 PCB 布局考虑因素”,凌力尔特公司的应用笔记 136,2012 年。

 

 [8] R. Dobbkin,“低压差稳压器可直接并联以散热”,LT Journal of Analog Innovation,2007 年 10 月。

 

 [9] C. Kueck,“电源布局和 EMI”,凌力尔特应用笔记 AN139,2013 年。

 

 [10] M. Subramanian、T. Nguyen 和 T. Phillips,“高电流电源低于毫欧的 DCR 电流检测和精确多相均流”,LT Journal,2013 年 1 月。

 

 [11] B. Abesingha,“快速精确的降压 DC-DC 控制器在 2MHz 下直接将 24V 转换为 1.8V”,LT Journal,2011 年 10 月。

 

 [12] T. Bjorklund,“高效率 4 开关降压 - 升压控制器提供精确输出限流值”,凌力尔特设计笔记 499。

 

 [13] J. Sun、S. Young 和 H. Zhang,“µModule 稳压器适合 15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin 至 0.8V-34V VOUT 的(接近)完整降压 - 升压解决方案”,LT Journal,2009 年 3 月。