简介

功率半导体开关通常在用于电路设计时,能够在不增加开关损耗的情况下减小电流传导期间的损耗,这是其一大优势。在各种电路保护应用中,器件需要连续传送电流,较低的传导态损耗有利于使系统保持较高的效率,并将产生的废热降至最低。如果在这些应用中需要放心地使用这些功率开关,必须满足各种类型的耐用性标准。

 

在本文中,我们将讨论最先进的低阻抗功率半导体开关,介绍其关键特性和应用优势。这些开是由 UnitedSiC 开发,采用堆叠式共源共栅(cascode)技术,其中将一个特殊设计,阻抗低于 1mΩ的硅低压 MOSFET 堆叠在一个阻抗低于 10mΩ的 650~1200V 常开型碳化硅(SiC) JFET 之上。所形成的复合器件被称为 SiC FET,可以像标准硅器件一样进行驱动,但是与硅 IGBT、硅 MOSFET 和 SiC MOSFET 相比,具有许多优势。

 


什么是堆叠式共源共栅?

与包括 SiC MOSFET、硅 MOSFET 和 GaN HEMT 在内的其他可用功率晶体管相比,常开型 SiC JFET 的单位芯片面积具有更低的导通阻抗。如图 1a 所示,当低压 MOSFET 堆叠在 JFET 上时,为了实现图 1b 的共源共栅架构,就形成了低阻抗常关断型开关,称为堆叠式共源共栅,其阻抗是低压 MOSFET 和 SiC JFET 阻抗之和,根据所选择的 MOSFET 和 JFET 的不同,其阻抗可能比 JFET 阻抗高 5~20%。

 

图 2 显示了 8.6mΩ,1200V 堆叠芯片 UF3SC12009Z 的尺寸。由于在组装之前将低压 MOSFET 预堆叠在 JFET 上,因此该复合器件与标准组装管芯连接和引线键合设备兼容。而且,很有意义的是,该器件适合用于电源模块,并且还可通过 TO247-4L 封装提供(器件名称 UF3SC12009K4S)。

 


表 1 列出了 UnitedSiC 最近推出的低 RDS(ON)系列 SiC FET 的具体参数。请注意,在 TO247 封装中,两个阻抗最低器件的额定电流为键合线和引线限制。

 


导通状态和热特性

虽然产品数据手册可以提供器件特性的详细信息,但这里值得查看其中一些关键功能。器件的栅极具有保护 ESD 二极管,其在±26V 时击穿。

 

硅 MOSFET 的额定电压为±20V,Vth 为 5V,并且没有传统 SiC MOSFET 通常遇到的磁滞或不稳定性。它可以采用与现有 SiC MOSFET、Si MOSFET 或 IGBT 兼容的栅极电压驱动。负栅极偏压的使用没有限制,尽管给定 5V Vth,但大多数应用仍可通过简单的 0~12V 栅极驱动来完成。

 

SiC FET RDS(ON)具有正温度系数,如表 1 和图 3a 所示,考虑到许多应用需要将 SiC FET 器件并联使用,该特性非常有用。

 

图 3a 表明 650V UF3SC065007K4S 的 RDS(ON)升高远低于硅超结 MOSFET。显然,在 125~150℃时的传导损耗甚至比可用的最佳超结硅 MOSFET 低 2.5 倍至 4 倍。如果将 1200V 器件与 SiC MOSFET 进行比较,在 125-150℃时它们 RDS(ON)随温度的升高速率相差不大,具有相似的 RDS(ON)(25℃)。从图 3(右侧图)还可以清楚地看出,UF3SC120009K4S 在所有温度下都呈现出在 TO-247 中具备最低的 RDS(ON)FET,而且优势很大。

 

SiC FET 导通状态下的第三象限特性优于 SiC MOSFET,这是由于在 JFET RDS(ON)串联时,其压降相当于 0.7V 的硅结压降。典型的第三象限特性如下述图 3b 所示。

 


低 VF 也伴随有出色的低 QRR 值(例如 UF3SC120009K4S 为 1200-1300nC,UF3SC065007K4S 为 850nC)。

 

低 RDS(ON)系列器件均采用烧结银技术来提供最佳的热性能,如表 1(最大 RTHJC 柱)所示。此外,这有助于使 MOSFET 和 SiC JFET 都很薄,并且 SiC 的导热率(3.7W / cm-K)与铜(3.85W/cm-K)相当。这些器件的 TJMAX 额定值为 175℃,但由于 MOSFET VTH 保持在 3V 以上,并且其泄漏很低(如图 2 特性所示),因而它们可以在 TJ> 200℃时正常工作,而不会出现热失控情况。

 

开关特性

表 1 显示了 SiC FET 数据手册中的低开关损耗。EON 和 EOFF 几乎与温度无关,并且都很低。 EON 通常大于 EOFF,这在大多数宽带隙(WBG)器件中都是如此。因此,这些器件在硬开关和软开关电路中都很有用,特别是非常适用于电动汽车逆变器

 

从图 4a 中的半桥开关波形可以看出,SiC FET 的体二极管恢复特性非常出色。

 


这里使用了一个小的 RC 缓冲器,以减少关断电压过冲,当通过单个 TO247-4L 器件驱动 100A 电流时这是必需的。低电压 MOSFET 的贡献约为 100nC,主要来自其 COSS,观察到的其余 QRR 来自 SiC JFET 输出电容的 QOSS。由于 LV MOSFET 的存储电荷很少,测量的 QRR 随温度变化很小(图 3b),观察到的大多数 QRR 与器件电容充电有关。在 650V 时,UF3SC065007K4S 的该值为 850nC,这是其优于任何超结 MOSFET 的关键优势所在。超级结 MOSFET 的 QRR 要高出 10~50 倍,并且在硬恢复下具有 dV/dt 限制。

 

由于 20~50V/ns 的正常开关 dV/dt 对于某些逆变器应用而言可能过快,因此图 4b 显示了用于在导通和关断期间实现低 dV/dt 几种技术中的一种(90%/10% dV/dt_ 导通=5.7V/ns, dV/dt_ 关断=4.1V/ns)。仅使用 RG 值来实现这些低 dV/dt 会导致过长的延迟时间,因此,除了 RG 之外,还可以使用外部 CGD 电容器来达到目标 dV/dt。

 


雪崩和短路特性

图 5 显示了 UF3SC120009K4S 在两种情况下的典型雪崩特性。在低电流、高电感状态下,这些器件可以处理>5.5J,额定值为 550mJ。有趣的是,在较短的电感尖峰下,UF3SC120009K4S 的峰值雪崩电流处理能力超过 200A,这是 SiC FET 独特的工作方式所致,其中 JFET 从自偏置状态进入工作模式,能够安全地吸收雪崩电流。

 


图 6 显示了典型的短路测试波形。峰值短路电流为 1200A,并且由于 JFET 决定了该峰值短路电流,电流会由于 JFET 的自发热而迅速下降。SiC FET 在重复性短路时不会降低性能,这是源自 SiC JFET 固有的牢固性。在这种短路事件期间,低电压 MOSFET 上的电热应力可以忽略不计。

 


SiC FET 的并联工作特性

图 7 显示了并联时 SiC FET 的典型特性。由于 RDS(ON)的正温度系数,导通状态电流会达到一定平衡。开关期间电流平衡的主要原因是由于开关特性实际上是由 SiC JFET 而不是低电压 MOSFET 控制。由于 SiC JFET 的 VTH 不会随温度而降低,因此不会招致由于 VTH 不平衡而导致一个开关导通更快而关断更慢。这也有助于使体二极管针对大部分工作电流具有正温度系数,而对 QRR 则具有很小的温度依赖性,或根本没有。重要的是要注意,与所有开尔文源器件一样,在每个栅极返回路径中增加一个阻抗也很重要。

 


应用案例:电动汽车逆变器中的低 RDS(ON)SiC FET

鉴于低 RDS(ON)SiC FET 这些理想的特性,电动汽车逆变器是非常适合于这些低 RDS(ON)开关的一个应用。虽然电源模块通常是电动汽车逆变器模块的首选,但这些器件有助于实现构建相当低成本的电动汽车逆变器。表 2 显示了电动汽车逆变器采用 UF3SC120009K4S 估算的损耗与基于最先进 IGBT 模块解决方案的对比。每个开关使用 6 个并联单元构成的解决方案在 200KW 输出时可以将工作损耗降低 3 倍,这对于增大车辆续航里程、扩展电池容量和减轻逆变器的冷却负担都非常有利。另外,这些开关可用于提高开关频率,有助于减轻逆变器的电流纹波,并提高电机效率和寿命,使得这些开关成为高转速电机逆变器的绝佳选择。

 

应用案例:电动汽车快速充电器

针对 350KW 的电动汽车快速充电器,必须向 400V 电池提供 875A 的电流,或向 800V 的电池提供一半的电流。典型的充电器电路可能需要在高频变压器的次级线圈上使用 SiC 二极管,以整流传递到电池的电压。将 SiC FET 用作同步整流器可以将损耗降低至少 2 倍,图 8 显示了 UF3SC065007K4S 与 100A SiC JBS 二极管的传导特性比较。如果大功率模块中的每个器件都以 100A 电流(例如 50%的占空比)使用,则二极管在 125℃时会下降 2V,损耗为 100W,而 SiC FET 在 125℃时可能会只有 0.9V 的电压降低,导致每个 FET 仅损耗 45W,相当于改进了 2 倍。

 


鉴于这些器件具有出色的传导和开关损耗,能够在标准的主动前端(PFC 级)和 DC-DC(相移全桥 / LLC)初级提供峰值效率,用户可以减少并联开关的数量,简化组装,甚至可以将单个充电器的功率从 15KW 提升到 30-50KW。UF3SC065007K4S 可以允许用户借助分立器件将 Vienna 整流器推到新的功率水平,或者 1200V 器件可以提供一个同样高效的简化两电平架构路径。

 

应用案例:光伏逆变器、焊接和 UPS 电路

这些器件具备传导损耗和开关损耗的完美结合,可以非常有效地用于高性能两电平 、NPC 和 TNPC 电路,以最大限度地提高逆变器效率,并突破采用分立器件可处理的功率水平极限。 SiC FET 栅极驱动器的简捷性是控制成本的另一个重要因素。

 

图 9 比较了在总线电压为 800V,频率为 12.5kHz、25kHz 和 50kHz 的 60KVA 逆变器中由于半导体功率损耗而导致的效率估算。两电平解决方案每个开关位置使用一个 UF3SC120009K4S,因此仅需要 6 个晶体管和栅极驱动器。TNPC 每相使用两个 UF3SC120009K4S 和两个 UF3SC065007K4S,而 NPC 情况则每相使用四个 UF3SC065007K4S。TNPC 和 NPC 选项使用 12 个晶体管和 12 个栅极驱动器,即使在 50kHz 时也能提供高于 99%的效率。与基于模块的方法相比,可以节省大量成本。

 


应用案例:固态断路器

UnitedSiC 展示了一个使用六个并联 UF3SC120009 芯片构成的 2mΩ,1200V SOT227 开关,主要针对大电流固态功率控制器和断路器应用。但在较低电流下,这些低 RDS(ON)FET 可以单独或并联形式来实现这些功能。

 

虽然简单的负载开关只需要低的导通阻抗和良好的热性能,但对于某些应用可能要求更多。例如在线性模式下使用此器件构成电子负载,在这种模式下,特别是在 600~1200V 的高电压下,JFET 可以应对大部分功率损耗。由于其 VTH 不会随温度下降,因此它不会在管芯内形成热点,因此可以在这些条件下稳定运行。

 

图 10 显示了使用带有高 Rgoff 阻抗的 UF3SC120009K4S 来稳定运行非常缓慢的关断转换。固态功率控制器中需要缓慢的导通和关断转换,以最大程度地减小切换到高电感线路时产生的电压尖峰。

 

结论

设计人员将会发现,这些采用熟悉的 TO247-4L 封装,具有出色的开关损耗,同时具备极低 RDS(ON)的器件在构建更高功率逆变器、充电器和固态断路器时能够提供非常高的价值。这些器件具备的高 VTH 值以及与硅和 SiC 栅极驱动电压的兼容性能够进一步简化设计,同时这些器件由于其内在的坚固耐用,并且能够并联运行,使设计人员可以采用这些器件来替换电源模块。

 

图 1:(a)使用一个低压硅 MOSFET 堆叠在高压常开型 SiC JFET 源极焊盘上方形成的共源共栅。(b)共源共栅 SiC FET 的最终电路配置。

 

图 2:8.6mΩ 1200V SiC FET 的尺寸。器件黄色部分是 SiC JFET,蓝色部分为堆叠在其上的低压 MOSFET。该器件连续运行的额定工作温度为 175℃,但该器件的导通状态和阻断特性表明,在 200℃条件下运行仍可安全地处理过应力情况,而不会发生过热失控。

 

表 1:添加到 TO247 产品组合中的低 RDS SiC FET 性能参数。最低 RDS 器件具有 120A 限制。 *包括 5Ω,680pF 缓冲器。

 

图 3a:UF3SC065007K4S 的导通电阻与温度的关系,以及相对于最佳可用超级结 MOSFET 的关系; UF3SC120009K4S 针对最佳 SiC MOSFET 方案的比较。

 

图 3b:UF3SC120009K4S 的第三象限(续流模式)导通状态特性(左)和 QRR(右)与温度的关系。请注意,在 100A 时 VGS = 0,-5V 时的低导通压降为 1.65V,1200-1300nC 的低 QRR 值几乎与温度无关。

 

图 4a:UnitedSiC 双脉冲演示板上的半桥开关波形。RGON = RGOFF = 5Ω,并且在每个器件上都施加了 680pF,5Ω的 RC 缓冲器。

 

图 4b:一种适合电机驱动应用的实现低 dV/dt 波形的方法。开关条件为 75A/800V,带有 33Ω的 RG 和 68pF 的外部 CGD 电容器。在 UnitedSiC 双脉冲演示板上测得半桥开关波形。

 

图 5 显示了 UF3SC120009K4S 在两种情况下的典型雪崩特性。在低电流,高电感状态下,这些器件可以处理> 5.5J,额定值为 550mJ。有趣的是,在较短的电感尖峰下,UF3SC120009K4S 的峰值雪崩电流处理能力超过 200A。这是由于 SiC FET 的独特运行所致,其中 JFET 从自偏置状态进入工作模式,能够安全地吸收雪崩电流。

 

图 6:UF3SC120009K4S 的典型短路测试波形。SiC JFET 确定了 1200A 的峰值电流,该峰值电流由于自受热而迅速下降。数据获取条件:VDS = 600V,TSTART = 25℃。

 

图 7:两个 UF3SC120009K4S 器件在 VGS = +15/-5V 时每个以 60A(总共 120A)的电流并联开关,每个栅极使用 15Ω RG,在栅极返回路径为 1Ω。在高速开关条件实现了出色的共享。

 

表 2:基于 IGBT 的最新 2 级电动汽车逆变器与具有各种低 RDS(ON)SiC FET 选项的功率损耗比较。在 200KW 输出功率下,损耗可降低近 3 倍。

 

图 8:用 UF3SC065007K4S 在高电流下进行同步整流。与使用 SiC JBS 二极管相比,可以避免产生大量的废热。现在,转换器也可以是双向。

 

这种变化允许转换器进行双向设计。

 

图 9:对于 2 级,NPC 和 TNPC 拓扑架构,在 3 个工作频率下具有 800V DC 链路的 60KVA 太阳能逆变器的损耗评估,其中效率仅考虑了功率半导体的损耗。该功率水平之前通常是采用电源模块来实现,但现在可以通过 UnitedSiC 分立器件来完成。

 

图 10:使用 UF3SC120009K4S 管理电源控制器 / 负载开关的缓慢开关转换。电阻性负载 RL =9.4Ω,VDD = 800V,Tj = 25℃,DUT 开关条件:VGS = -5V/15V。