1、由于 MOSFET 的结构,通常它可以做到电流很大,可以到上 KA,但耐压能力没有 IGBT 强。

 

2、IGBT 可以做很大功率,电流和电压都可以,就是一点频率不是太高,目前 IGBT 硬开关速度可以到 100KHZ,那已经是不错了。不过相对于 MOSFET 的工作频率还是九牛一毛,MOSFET 可以工作到几百 KHZ,上 MHZ,以至几十 MHZ。


3、就其应用:根据其特点 MOSFET 应用于开关电源,镇流器,高频感应加热;高频逆变焊机;通信电源等等高频电源领域;IGBT 集中应用于焊机,逆变器,变频器,电镀电解电源,超音频感应加热等领域。


开关电源(SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择,即开关管和整流器。


虽然没有万全的方案来解决选择 IGBT 还是 MOSFET 的问题,但针对特定 SMPS 应用中的 IGBT 和 MOSFET 进行性能比较,确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。


本文将对一些参数进行探讨,如硬开关和软开关 ZVS(零电压转换) 拓扑中的开关损耗,并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外,还通过举例说明二极管的恢复特性是决定 MOSFET 或 IGBT 导通开关损耗的主要因素,讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。


导通损耗
除了 IGBT 的电压下降时间较长外,IGBT 和功率 MOSFET 的导通特性十分类似。由基本的 IGBT 等效电路(见图 1)可看出,完全调节 PNP BJT 集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾出现。

 


 
这种延迟引起了类饱和效应,使集电极 / 发射极电压不能立即下降到其 VCE(sat)值。这种效应也导致了在 ZVS 情况下,在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT 的集电极的瞬间,VCE 电压会上升。IGBT 产品规格书中列出的 Eon 能耗是每一转换周期 Icollector 与 VCE 乘积的时间积分,单位为焦耳,包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个 Eon 能量参数,Eon1 和 Eon2。Eon1 是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗;Eon2 则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗,可通过恢复与 IGBT 组合封装的二极管相同的二极管来测量,典型的 Eon2 测试电路如图 2 所示。IGBT 通过两个脉冲进行开关转换来测量 Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流,然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的 Eon 损耗。

 


 
在硬开关导通的情况下,栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了 Eon 开关损耗。对于像传统 CCM 升压 PFC 电路来说,升压二极管恢复特性在 Eon (导通) 能耗的控制中极为重要。除了选择具有最小 Trr 和 QRR 的升压二极管之外,确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。软化度,即 tb/ta 比率,对开关器件产生的电气噪声和电压尖脉冲有相当的影响。某些高速二极管在时间 tb 内,从 IRM(REC)开始的电流下降速率(di/dt)很高,故会在电路寄生电感中产生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会引起电磁干扰(EMI),并可能在二极管上导致过高的反向电压。


在硬开关电路中,如全桥和半桥拓扑中,与 IGBT 组合封装的是快恢复管或 MOSFET 体二极管,当对应的开关管导通时二极管有电流经过,因而二极管的恢复特性决定了 Eon 损耗。所以,选择具有快速体二极管恢复特性的 MOSFET 十分重要。不幸的是,MOSFET 的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此,对于硬开关 MOSFET 应用而言,体二极管常常是决定 SMPS 工作频率的限制因素。


一般来说,IGBT 组合封装二极管的选择要与其应用匹配,具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低 VCE(sat)电机驱动 IGBT 组合封装在一起。相反地,软恢复超快二极管,可与高频 SMPS2 开关模式 IGBT 组合封装在一起。


除了选择正确的二极管外,设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制 Eon 损耗。降低驱动源阻抗将提高 IGBT 或 MOSFET 的导通 di/dt 及减小 Eon 损耗。Eon 损耗和 EMI 需要折中,因为较高的 di/dt 会导致电压尖脉冲、辐射和传导 EMI 增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通 di/dt 的需求,可能需要进行电路内部测试与验证,然后根据 MOSFET 转换曲线可以确定大概的值 (见图 3)。 

 


假定在导通时,FET 电流上升到 10A,根据图 3 中 25℃的那条曲线,为了达到 10A 的值,栅极电压必须从 5.2V 转换到 6.7V,平均 GFS 为 10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

 


 
公式 1 获得所需导通 di/dt 的栅极驱动阻抗


把平均 GFS 值运用到公式 1 中,得到栅极驱动电压 Vdrive=10V,所需的 di/dt=600A/μs,FCP11N60 典型值 VGS(avg)=6V,Ciss=1200pF;于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为 37Ω。由于在图 3 的曲线中瞬态 GFS 值是一条斜线,会在 Eon 期间出现变化,意味着 di/dt 也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流 Vdrive 和下降的 Ciss 作为 VGS 的函数也进入了该公式,表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。


同样的,IGBT 也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算,VGE(avg) 和 GFS 可以通过 IGBT 的转换特性曲线来确定,并应用 VGE(avg)下的 CIES 值代替 Ciss。计算所得的 IGBT 导通栅极驱动阻抗为 100Ω,该值比前面的 37Ω高,表明 IGBT GFS 较高,而 CIES 较低。这里的关键之处在于,为了从 MOSFET 转换到 IGBT,必须对栅极驱动电路进行调节。


传导损耗需谨慎
在比较额定值为 600V 的器件时,IGBT 的传导损耗一般比相同芯片大小的 600 V MOSFET 少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测,并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如,FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET 均具有 1℃/W 的 RθJC 值。图 4 显示了在 125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系,图中曲线表明在直流电流大于 2.92A 后,MOSFET 的传导损耗更大。

 

 


  
不过,图 4 中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时,图 5 中显示了传导损耗在 CCM (连续电流模式)、升压 PFC 电路,125℃的结温以及 85V 的交流输入电压 Vac 和 400 Vdc 直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中,MOSFET-IGBT 的曲线相交点为 2.65A RMS。对 PFC 电路而言,当交流输入电流大于 2.65A RMS 时,MOSFET 具有较大的传导损耗。2.65A PFC 交流输入电流等于 MOSFET 中由公式 2 计算所得的 2.29A RMS。MOSFET 传导损耗、I2R,利用公式 2 定义的电流和 MOSFET 125℃的 RDS(on)可以计算得出。把 RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内,该传导损耗还可以进一步精确化,这种关系如图 6 所示。

 


 
一篇名为“如何将功率 MOSFET 的 RDS(on)对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相 PWM 逆变器的传导损耗计算中”的 IEEE 文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为 ID 之函数,RDS(on)变化对大多数 SMPS 拓扑的影响很小。例如,在 PFC 电路中,当 FCP11N60 MOSFET 的峰值电流 ID 为 11A——两倍于 5.5A (规格书中 RDS(on) 的测试条件) 时,RDS(on)的有效值和传导损耗会增加 5%。


在 MOSFET 传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中,应该考虑图 6 所示的特性。如果 FCP11N60 MOSFET 工作在一个电路中,其漏极电流为占空比 7.5%的 20A 脉冲 (即 5.5A RMS),则有效的 RDS(on)将比 5.5A(规格书中的测试电流)时的 0.32 欧姆大 25%。

 


 

公式 2 CCM PFC 电路中的 RMS 电流


式 2 中,Iacrms 是 PFC 电路 RMS 输入电流;Vac 是 PFC 电路 RMS 输入电压;Vout 是直流输出电压。


在实际应用中,计算 IGBT 在类似 PFC 电路中的传导损耗将更加复杂,因为每个开关周期都在不同的 IC 上进行。IGBT 的 VCE(sat)不能由一个阻抗表示,比较简单直接的方法是将其表示为阻抗 RFCE 串联一个固定 VFCE 电压,VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是,传导损耗便可以计算为平均集电极电流与 VFCE 的乘积,加上 RMS 集电极电流的平方,再乘以阻抗 RFCE。


图 5 中的示例仅考虑了 CCM PFC 电路的传导损耗,即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于 15W。以 FCP11N60 MOSFET 为例,该电路被限制在 5.8A,而 FGP20N6S2 IGBT 可以在 9.8A 的交流输入电流下工作。它可以传导超过 MOSFET 70% 的功率。


虽然 IGBT 的传导损耗较小,但大多数 600V IGBT 都是 PT (穿透) 型器件。PT 器件具有 NTC (负温度系数)特性,不能并联分流。或许,这些器件可以通过匹配器件 VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联,以使得 IGBT 芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地,MOSFET 具有 PTC (正温度系数),可以提供良好的电流分流。


关断损耗 —问题尚未结束
在硬开关、钳位感性电路中,MOSFET 的关断损耗比 IGBT 低得多,原因在于 IGBT 的拖尾电流,这与清除图 1 中 PNP BJT 的少数载流子有关。图 7 显示了集电极电流 ICE 和结温 Tj 的函数 Eoff,其曲线在大多数 IGBT 数据表中都有提供。这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同,并包含拖尾电流能量损耗。
 


图 2 显示了用于测量 IGBT Eoff 的典型测试电路, 它的测试电压,即图 2 中的 VDD,因不同制造商及个别器件的 BVCES 而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的 VDD,因为在较低的 VDD 钳位电压下进行测试和工作将导致 Eoff 能耗降低。


降低栅极驱动关断阻抗对减小 IGBT Eoff 损耗影响极微。如图 1 所示,当等效的多数载流子 MOSFET 关断时,在 IGBT 少数载流子 BJT 中仍存在存储时间延迟 td(off)I。不过,降低 Eoff 驱动阻抗将会减少米勒电容 CRES 和关断 VCE 的 dv/dt 造成的电流注到栅极驱动回路中的风险,避免使器件重新偏置为传导状态,从而导致多个产生 Eoff 的开关动作。


ZVS 和 ZCS 拓扑在降低 MOSFET 和 IGBT 的关断损耗方面很有优势。不过 ZVS 的工作优点在 IGBT 中没有那么大,因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时,会引发拖尾冲击电流 Eoff。ZCS 拓扑可以提升最大的 IGBT Eoff 性能。正确的栅极驱动顺序可使 IGBT 栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除,从而显著降低 IGBT ZCS Eoff 。


MOSFET 的 Eoff 能耗是其米勒电容 Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感 Lx (如图 8 所示) 产生一个电势,通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时,电流下降速度 di/dt 由 Lx 和 VGS(th)决定。如果 Lx=5nH,VGS(th)=4V,则最大电流下降速度为 VGS(th)/Lx=800A/μs。

 


 
总结
在选用功率开关器件时,并没有万全的解决方案,电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸,所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用。


在具有最小 Eon 损耗的 ZVS 和 ZCS 应用中,MOSFET 由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗,因此能够在较高频率下工作。


对硬开关应用而言,MOSFET 寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反,由于 IGBT 组合封装内的二极管与特定应用匹配,极佳的软恢复二极管可与更高速的 SMPS 器件相配合。


后语
MOSFE 和 IGBT 是没有本质区别的,人们常问的“是 MOSFET 好还是 IGBT 好”这个问题本身就是错误的。至于我们为何有时用 MOSFET,有时又不用 MOSFET 而采用 IGBT,不能简单的用好和坏来区分,来判定,需要用辩证的方法来考虑这个问题。