精密微安级高边电流测量需要一个小阻值检测电阻和一个低失调电压的放大器。LTC2063 零漂移放大器的最大输入失调电压仅为 5 µV,仅需消耗 1.4 µA 的电流,是构建完整的超低功耗精密高边电流检测电路的理想选择(如图 1 所示)。

 

图 1. 基于 LTC2063 零漂移放大器的精密高边电流检测电路。

 

该电路仅需 2.3 µA 至 280 µA 的电源电流即可检测 100 µA 至 250 mA 宽动态范围电流。LTC2063 非常低的失调电压使该电路能够与低至 100mΩ的分流电阻配合工作,从而使得最大分流电压限值仅为 25 mV。这可以大幅减小分流电阻上的功率损耗,并大大提 高负载可用功率。LTC2063 的轨到轨输入允许该电路在非常小的负载电流下工作,其输入共模几乎正好处于电源轨上。LTC2063 的集成 EMI 滤波器可在高噪声条件下保护器件免受 RF 干扰。

 

对于给定的检测电流,该电路的电压输出为:

 

 

零点

电流检测解决方案的一项关键指标是零点,或在没有检测电流时产生的输出折合到输入端的等效误差电流。零点通常由放大器的输入失调电压除以 RSENSE 决定。LTC2063 的低输入失调电压典型值为 1 µV,最大值为 5 µV,低输入偏置和失调电流典型值为 1 pA 至 3 pA,因此,折合到输入端的零点误差电流典型值仅为 10 µA(1 µV/0.1 Ω),最大值为 50 µA (5 µV/0.1 Ω)。这种低误差使检测电路能够在低至其指定范围内的最小电流(100 µA)时仍然保持其线性度,不会因分辨率损耗而在低量程范围内产生一个固定的失调 值导致线性度变平(如图 2 所示)。所得的输入电流与输出电压关系曲线在整个电流检测范围内都是线性的。

 

图 2. 低端无固定失调值,ISENSE 可低至 100 µA。

 

零点误差的另一个来源是输出 PMOS 在零栅极电压时的漏极电流或 IDSS, 即 PMOS 标称为关闭(|VGS| = 0)时存在于非零 VDS 上的寄生电流。具有高 IDSS 漏电流的 MOSFET 在没有 ISENSE 时将产生一个非零正 VOUT 值。

 

本设计中使用的晶体管为英飞凌的 BSP322P,它在|VDS| = 100 V 时的 IDSS 上限值为 1 µA。可对本应用中 BSP322P 的典型 IDSS 进行一个合 理估计,在室温条件且 VDS= –7.6 V 时,IIDSS 仅为 0.2 nA,因此仅产生 1 µV 的误差输出,或等效于测量 0 A 输入电流时产生 100 nA 的输入电流误差。

 

架构

LT1389-4.096 基准电压源以及由 M2、R2 和 D1 组成的自举电路构成超低功耗的隔离 3 V 电源轨(4.096 V + M2 的 VTH ,后者典型值为 -1 V),LTC2063 可防止达到 5.5 V 的绝对最大电源电压值。尽管串联电阻也能满足建立偏置电流的需求,但使用晶体管 M2 可以提供更高的整体电源电压,同时还可将电源范围高边的电流消耗限制在仅为 280 µA。

 

精密

LTC2063 的输入失调电压导致折合到输入端的固定电流误差为 10 µA(典型值)。在 250 mA 满量程输入中,所产生的失调误差仅为 0.004%。在低端,100 µA 中的 10 µA 代表 10%的误差。由于失调是恒定的,因此可以对其进行校准。图 3 显示,由 LTC2063、不匹配的寄生热电偶以及所有寄生串联输入电阻产生的总失调仅为 2 µV。

 

图 3. 采用 4.5 V 最小电源时在整个 ISENSE 范围内 VIN 至 VOUT 的转换。200.7μV 的输出失调除以 100.05 V/V 电压增益,表示 RTI 输入偏置为 2μV。

 

图 3 所示的增益为 100.05 V/V,它比构建时由 ROUT 和 RIN 的实际值给定的预期增益(即 4.978 kΩ/50.4 Ω = 98.77 V/V)大 1.28 V/V。该误 差可能是由 LTC2063 的输入端与 RSENSE 之间 500mΩ左右的寄生串联电阻所导致。

 

该电路输出不确定性的主要来源是噪声,因此,使用并联大电容进行滤波对于降低噪声带宽从而降低总综合噪声至关重要。使用 1.5 Hz 输出滤波器时,LTC2063 会使折合到输入端的低频噪 声增加约 2 µV p-p。在尽可能长的持续时间内平均输出,进一步减少由于噪声引起的误差。

 

该电流检测电路中的其他误差源包括在 LTC2063 输入端与 RSENSE 串联的寄生板级电阻、增益设置电阻 RIN 和 ROUT 的电阻值容差、增益设置电阻的温度系数不匹配以及由寄生热电偶引起的运算放大器输入端的误差电压。可以通过使用开尔文连接检测 RSENSE4 引脚检测电阻以及使用与 RIN 和 ROUT 的关键增益设置路径具有相似或更低温度系数的 0.1%电阻来大幅降低前三个误差源。为了消除运算放大器输入端的寄生热电偶,R1 应与 RIN 具有相同的金属端子。还应尽可能避免在输入端的不对称热梯度。

 

以满量程 2.5 V 输出为基准,本章节所讨论的所有误差源的总贡献最多为 1.4%(如图 4 所示)。

 

图 4. 误差百分比在整个读数范围内保持在 1.4%以下。

 

电源电流

LT1389-4.096 和 LTC2063 在最小 VSUPPLY 和 ISENSE(4.5 V 和 100 µA)时所需的最小电源电流为 2.3 µA,在最大 VSUPPLY 和 ISENSE (90 V 和 250 mA)时则可达 280 µA(如图 5 所示)。除了有源组件消耗的电流外,VSUPPLY 还需要提供流经 M1 的输出电流 IDRIVE,该电流与输出电压成比例,范围从 1.0 mV 输出时的 200 nA (ISENSE 为 100 µA 时)到 2.5 V 输出时的 500 µA( ISENSE 为 250 mA 时)。因此,除 ISENSE 外,总的电源电流范围为 2.5 µA 至 780µA。将 ROUT 设置为 5 kΩ以获得合理的 ADC 驱动值。

 

图 5. 电源电流随电源电压而增加,但不会超过 280 μA。

 

输入电压范围

在这种架构中,最大电源取决于 PMOS 输出端可以承受的最大|VDS|。BSP322P 的额定电压为 100 V,因此 90 V 是一个合适的工作限值。

 

输出范围

此设计可以驱动 5 kΩ负载,因此适合作为众多 ADC 的驱动级。它的输出电压范围为 0 V 至 2.5 V。由于 LTC2063 具有轨到轨输出,因此最大的栅极驱动仅受限于 LTC2063 的裕量。在本设计 中,典型值为 3 V,它由 LT1389-4.096 的 4.096 V 加上 M2 的 VTH 典型值–1 V 设定。

 

因为该电路的输出为电流,所以电压、接地或引线失调都不会影响精度。因此,可以在输出 PMOS M1 和 ROUT 之间使用长引线,从而允许 RSENSE 位于待检测电流附近,而 ROUT 位于 ADC 和其他信号链后续级附近。长引线的缺点是增加了 EMI 敏感度。ROUT 两端的 100 nF C3 可在有害 EMI 到达下一级前对其进行分流。

 

速度限制

由于 LTC2063 的增益带宽乘积为 20 kHz,因此建议使用此电路来测量 20 Hz 或频率更低的信号。22 µF 的 C2 与负载并联,可将输出噪声滤波为 1.5 Hz,以提高精度并保护后续电路免受突发电流浪涌影响。该滤波的代价是建立时间更长,尤其是在输入电流范围的最低端。

 

结论

LTC2063 具有超低输入失调电压、低 IOFFSET 和低 IBIAS 以及轨到轨输入,可在 100 µA 至 250 mA 全范围内提供精密电流测量。该电路的最大电源电流为 2 µA,因此在大部分工作范围内都能以远低于 280 µA 的电源电流运行。LTC2063 的低电源电流以及低电源电压要求使其能够利用基准电压源供电并且绰绰有余。