与传统的A类、B类或AB类线性放大器相比,D类音频放大器有许多优点。线性放大器可以在非常低的信号水平下有更高的效率,这取决于它们是如何偏置的,但随着输出信号水平的增加,这种优势消失了,D类放大器表现得更好。根据设计,D类放大器可以有更高的空闲功耗,由于开关损耗在其输出器件。由于输出电感的铁芯损耗和输出滤波电容的ESR损耗,它们还会在输出LC滤波器中遭受寄生损耗。但即使有这些限制,在大多数应用和典型的音乐占空比中,D类放大器在功耗方面的平均效率大约是它的两倍。从组件计数的角度来看,它们不那么复杂;需要更少的散热和更小的电源。他们也包装更紧凑,可以更少的成本,因为有可能削减一半的系统的热容量。

 

本文将着重讲解,涵盖在桥接模式下使用Class D解决方案。

 

Class D类解决方案的标准配置是半桥接输出级。桥式或全桥操作利用两个标准的半桥式通道形成一个浮动桥式系载输出。在桥接模式下工作时,负载一端连接到半桥式同相输出端,另一端连接到非电相半桥放大器。以这种方式,传入信号调制到负载一端的正轨和另一端的负轨与所述信号源的极性交替。在许多应用中,使用D类全桥配置是有利的。完全桥接操作允许充分利用可用的总电源电压。对于相同的总电源电压,桥接负载或BTL连接产生两倍的电压摆幅到负载。它还提供了更好的电源噪声抑制或PSRR,电源抑制比。最后,它更容易地允许终端用户将放大器连接到单极电源,而不需要输出直流阻塞电容,并可能为设计者节省成本和双极电源的复杂性,这是半桥操作所需要的。在许多设计中,当电源电压受到限制时,使用BTL放大器可以最大限度地提高提供给负载的可用功率。

 

在高压直接驱动系统或超高功率设计的电压谱的另一端,具有两倍的输出电压摆幅就可以避免对高压MOSFET、栅极驱动器和或升压匹配变压器的需要。这可能是一个相当可观的音频性能和效率优势,因为音频开关器件的质量随击穿电压下降。另外,非常高的电压开关放大器可能需要输出电感,需要相应的高电压秒产品和低滞后损耗。

 

所有这些都说明了,这种电路拓扑有一些缺点,因为需要两倍的半导体元件,这增加了这种方法的成本和复杂性。其他缺点包括整个输出功率范围内的效率略有损失,因为开关损耗和导通损耗都增加了一倍。这种拓扑结构还需要两个输出电感,这带来了额外的成本和PCB占用空间的代价。在本文中,我们将详细讨论D类音频放大器半桥和全桥操作的相对优势和劣势。

 

全桥操作的最大优点之一是可以充分利用电源电压。输出电压摆幅大约是半桥模式的两倍。如果你对相同的负载阻抗做简单的数学运算,你会得到四倍的功率,因为它与输出电压的平方成比例。我们将这种操作模式称为BTL或桥系负载,以避免混淆本文档的其余部分。BTL运行的另一个好处是大大提高了电源截留率。这意味着噪音和电压纹波存在在电力轨道被拒绝在一个更高的速率。许多BTL放大器在负反馈应用到整个电路之前,PSRR的开环接近60db。随着负反馈环路的关闭,将有附加的改进,这取决于在设计中存在的环路增益。例如,在1 KHz加上额外的40 dB环路增益,PSRR将在100 dB左右。

 

半桥拓扑中常见的另一种现象称为“总线泵送”。当负载和LC输出滤波器的输出能量返回到放大器电源轨道时,与无信号相比,母线泵浦发生。事实上,在几乎没有存储电容或非常低的频率负载能量被返回到电源的情况下,电压可能在正极和负极上都增加超过10伏特。这种影响可以通过在轨道上使用非常大的滤波电容来最小化,但它不会消除这种影响,特别是在较低的音频频率。BTL模式消除了这个问题,因为输出级的一半是源电流,另一半是下沉电流,所以这种情况有效地得到了取消。

 

BTL操作的另一个优点是它能够在单极电源上操作。这消除了高压母线上一半的大型储能电容,这可以在成本、空间和电路复杂性方面节省大量资金。另一个优点是两个有源输出之间的输出直流偏置接近于零。当使用这种电源配置操作半桥拓扑时,无需添加一个大的输出耦合电容来阻止任何直流流经负载。

 

BTL拓扑的一个很大的缺点是它的实现需要两倍数量的活动组件。这意味着至少两次门驱动和输出设备的数量必须使用,当然这就增加了成本,空间,和电路的复杂性,因此我们有可能在供电部分节省的设计成本会增加在输出级和输出LC滤波器组件这里,正所谓“有借有还”。

 

取决于放大器的功率级别,这可能意味着增加整个系统的成本。另一个缺点是BTL解决方案的效率略有降低,因为有源输出元件的数量增加一倍,开关损耗和导通损耗就会增加一倍。无源输出滤波器通常在BTL情况下使用两个电感,因此铁芯损耗和I²R铜损耗也将增加一倍。然而,对于与半桥拓扑设计相同的输出功率水平,每个电感之间的电压摆幅是一半,因此每个电感的铁芯损耗可能不到一半。

 

当我们将D类放大器从传统的半桥转换为BTL操作时,需要注意一些设计上的考虑。因为输出级的负载,是可以通过两端以两倍的电压摆动进行驱动,对应每个放大器的反射负载阻抗,都只有其原来一半大小。为了在相同的电源总线电压下恢复到原来的半桥工作功率水平,负载阻抗必须增加四倍。在负载阻抗不变的情况下,电源电压需要减半以保持相同的功率输出额定值。最后,需要相应地调整无源输出滤波器的值,以保持相同的负载输出频率响应。最后,基于输出再空闲时的相位,有两种不同的BTL操作模式,类AD(Class AD)或类BD(Class BD)。简而言之,AD在空闲时,输出PWM异向波形,而BD的输出结果正相反。这两种不同的调制方未来有机会讨论。在下一节中,我们将从半桥合成开始讨论LC输出滤波器和BTL设计中的任何特殊考虑。为了完整性,包含了类AD和BD。

 

用于单端设计的标准二阶低通滤波器:

 

图1使用标准值Q=0.707 RL= 4欧姆Fc = 40 KHz的单端LC输出滤波器


EQ1代表半桥D类单端二阶低通滤波器的传递函数:

 

H(s) = Vo / Vi = (1/sL) / (1/sL + sC + (1/R): (EQ1), C = Q / w0RL , L = RL / Qw0 and Q = RL(C/L)1/2

 

其中w0 =滤波器的截止频率,以弧度/秒为单位= 1/ (LC)1/2

 

我们定义W为(w0)²;将W和Q代入传递函数得到EQ2:

 

H(s) = W / (s2 + s (ω0 / Q) + (ω0)2 ) = (1/LC) / (s2 + s / (RLC) + (1/LC)): (EQ2)

 

在截止频率,ω = ω0, (ω0 = 2πFC, FC =滤波器截止频率赫兹),输出滤波器将在Q = 0.707处被严重阻尼,然后被认为是“最大平滑”。

 

当Q值为> 0.707时,输出滤波器将出现峰值,不同Q值下输出滤波器的典型频率响应见下图。

 

图2 频率响应VSLC输出滤波器的Q值


由于典型的IR D类放大器设计没有在反馈回路中包含输出LC滤波器,因此随着负载阻抗的变化,电路的整体频率响应将发生显著变化。输出滤波器通常旨高频率下产生最小峰值,但在某些情况中,20KHz下少量的峰值的1或2 dB是可以接受的,尤其是大多数人听不到15 KHz,并且,更高的Q输出滤波器可能会导致再开关频率下,更多的输出电压纹波衰减。通常,在放大器的平均开关频率上,做到至少40分贝或更多的衰减是可行的。IR D类电路是自振荡的,因此它的开关频率可以在相当宽的范围内变化。大多数设计的目标开关频率为400khz左右,因此为了使用二阶滤波器实现40db (100X)的开关纹波衰减,截止频率应该调低十倍左右,典型的是40khz。理想的输出滤波器应该是最大限度的平坦,并表现出Butterworth“临界阻尼”的频率特性。如果相位线性是重要的,那么可以使用最小相位滤波器,如Bessel滤波器,但它会给高频响应带来一个下垂的频率响应,这取决于滤波器截止频率的位置。

 

输出电感的选择是关键的,它不仅影响放大器的总谐波失真,而且影响放大器的效率。如前所述,输出滤波器不包含在反馈回路中,因此电感中的任何一种非线性都会直接影响放大器的性能。它的核心损耗对设计的效率也是至关重要的,因为即使在空闲的Class AD设计中,也会有一个占空比为50%的高电压和高频率方波穿过它。如果没有仔细选择芯材,输出电感中将会散发大量的热量,这将导致滤波元件的工作温度过高和高空闲功率损耗。在某些情况下,这种选择是不明智的,这些部分实际上可能会很烫。在许多情况下,最佳的磁芯材料是间隙铁氧体,因为它具有较低的磁芯损耗和出色的线性度。