电流反馈放大器(CFA)能提供最高的大信号带宽(LSBW),但 DC 精度相对较差。本文将详细阐述引起其 DC 精度差的因素。CFA 设计中特别关注的部分是共模抑制比(CMRR)误差。输入缓冲器增益<1.0 是引起低 CMRR 原因。较新的全差分放大器(FDA)提供 CFA 和 VFA 两种版本。基于 CFA 的 FDA 也具有较差的直流精度,而较新的基于 VFA 的“精密”FDA 则可以提供相当不错的直流精度。不过,这些 VFA 版本的 FDA 确实会带来一些本文所述典型运算放大器项所无法描述的附加 DC 误差源。

 

电流反馈放大器(CFA)的 DC 精度

CFA 真正找到用武之地是在小增益视频线路驱动和差分 xDSL 线路驱动器当中,而在这类 AC 耦合的输出端设计中,DC 精度就不那么重要了。这种架构不太适合获得低标称输出 DC 误差或漂移。一旦 CFA 可以实现较低的标称 25℃ DC 误差,它们的漂移项接下来就要斟酌了。所有的 CFA 从 V+输入到 V- 输入都包含一个单位增益缓冲器。该缓冲器会与下面的 DC 误差项有关:

 

1. 输入失调电压和漂移


2. 同相偏置电流和漂移


3. 反相偏置电流和漂移


4. CMMR(由缓冲器增益<1.00000 所引起)

 

即使付出相当大的努力,目前有记录的最佳输入失调电压漂移的标称值为 1μV/℃,最大值为 5μV/℃,甚至绝大多数 CFA 都没有指定最大失调电压漂移。CFA 的两个输入偏置电流本质上是由于 NPN 和 PNP β不匹配所引起的基极电流之差。这两个输入偏置电流的机制在细节层面上完全不同,因此它们在 25℃标称以及温度漂移下都是不匹配的。输出 DC 误差漂移通常由反相偏置电流漂移乘以反馈电阻(Rf)所决定。即使是最新出品的单通道 CFA 器件 THS3491 也仅指定了 -116nA/℃的标称 Ib- 漂移(没有最小 / 最大值,但是第一次使用了 CFA 漂移直方图)。为确保稳定性,CFA 器件要求的反馈电阻值(Rf)的范围很窄。用 THS3491 推荐的 576Ω,对于 QFN 封装(Av=+5V/V),算出它的输出漂移为 576*(-116nA/℃)=-67μV/℃——可以说几乎算不上是一个 DC 精密器件。而且,由于两个输入偏置电流在 25℃标称值或漂移项均不匹配,因此偏置电流抵消技术在这里不适用。

 

再进一步,CFA 器件目前所知的 CMRR 是在缓冲器增益略小于 1.0000 时所得来。在四个相等电阻、差分到单端的配置中,当用共模源驱动这两个输入时,是这个输入级两端之间的轻微增益损耗产生了一个输出信号。大多数 CFA 输入缓冲器是开环的,这种情况下,0.996 的典型增益通过公式 1 可得到 48dB 的 CMRR 规范(α是以 V/V 表示的缓冲器增益)。
 

  (1)

 

独立的开环缓冲器所指定的 DC 增益,由于其有限的 DC 输出阻抗,而非常取决于负载。CFA 和极高压摆率 VFA 中所用的输入缓冲器都会看到空载状态,因为这两种情况下的整个环路会驱动它们的输出(误差)电流到零。反相 CFA 引脚的缓冲器输出将误差电流阴极级联到电流镜,同时还强制反相节点电压跟随+V 输入。作为整个 CFA 反馈环路的一部分,意味着高 DC 环路增益会将该缓冲器输出中的误差电流驱动到零,这与缓冲器看到空载状态的说法相同。这个环路增益引起的空载条件相对于外部电阻设定使缓冲器直流增益非常恒定地保持在稍低于 1.000。

 

CFA 中的这个“CMRR”影响会将增益从理想值缩小。这点可以很容易地在一个简单的同相单位增益缓冲器应用中看到——其中输入级缓冲器增益会将 V+到 V- 的增益略微减少到低于 1.0000,而 LG/(LG+1)增益压缩又会使它略微减少到输出电压。四相等电阻、差分到单端配置可以更普遍地用于探测共模输入电压摆动所引起的输入级误差信号的极性和幅度。该测试用例可产生一个非常小的输出电压摆动 Vout,从而把由该 Vout 除以环路增益(LG)所得的输入参考误差减小到相对于 CMRR 影响所产生的输入误差来说无关紧要的程度。该 CMRR 误差会产生一个±μV/Vcm 输入误差电压,然后经过噪声增益(NG)放大,加到输出误差上。

 

图 1 所示测试是将 1Hz 输入方波输入到四相等电阻电路中,并在检测输入误差电压的输出端探测方波的极性和幅度。如同所有 CFA 器件一样,如果 CMRR 影响是 -μV/Vcm 的(或收缩增益),则该正开头的输入信号将产生负开头的误差信号(受控源中包括 -1)。对于图 1 中所用低功耗 OPA684 来说,该误差电压方波位于静态 DC 误差项的顶端。对于 1Vpp Vcm 测试信号(在 V+输入引脚处),这个 1.615mVpp 输入误差会得到 -20*log(1.615mV/1)=55.8dB CMRR。OPA684 CFA 的这个 CMRR 相比更典型的 48dB CMRR 较高,得益于闭环输入缓冲器设计,并且与数据手册规范大致相同。根据公式 1 求缓冲器的增益,得到 OPA684 模型的标称值α=0.9984V/V。

 

图 1:OP684 CFA 仿真模型中由于 CMRR 影响引起的输入误差电压。

 

虽然没有真正“精密”的 CFA 运算放大器,但它们也有好坏之分。表 1 所示的是 CFA 器件在 25℃输入失调电压最大值条件下进行一个粗略分类,分类过程中发现极少数器件指定了最大失调漂移(并且许多器件在物理上显示出输出 DC 漂移受反相偏置电流漂移所支配)。在从 2mV 到最大 5mV 的这个最大失调范围内,对每个失调值按 25℃最大供电电流升序的方式再次分类。在每个最大输入失调值中,该升序供电电流可以对器件按降序输入电压噪声和升序压摆率进行粗略的分类。为了得到较新的器件,这张表也筛选掉了:

 

1. 最大输入 Vos>±5mV


2. 输出净空>2.0V


3. 如果有禁用和非禁用版本,只给出禁用版本


4. 过时和停产的器件

 

表 1:单通道 CFA 按最大输入失调电压升序分类。

 

我们再回到高压摆率的 VFA 器件,用两个开环输入缓冲器,由于 CMRR 影响,在其仿真模型中可能也会显示出有非常轻微的增益压缩(-μV/Vcm)。如图 2 所示,TINA 库中所提供的基于晶体管的 AD8057 模型确实会有增益收缩。许多基于更“宏模型”的器件在这个相同的仿真测试中会显示出+μV/Vcm 影响。对于图 2 中的 1Vpp Vcm 输入摆动来说,这个仿真得到的 0.31mVpp 输入误差电压可以算出 70dB 的 CMRR。这个结果与 AD8057 CMRR 图形比较符合,但不符合 60dB 的规范。

 

图 2:在极高压摆率 AD8037 VFA 仿真模型中,CMRR 影响引起的输入误差电压。

 

再来看其它类型的高速 VFA 器件,不清楚它们会显示+还是–μV/Vcm 误差项,它们的模型似乎基本上是随机地给出极性(某些模型从原来的版本更新到最新的版本后极性反转过来)。有些资料建议这个 CMRR 误差应该是以 0μV/V 为中心的双极高斯分布。但这是否意味着平均 CMRR 为无穷大 dB?在更大范围的 VFA 运算放大器中,对 CMRR 误差项可能需要做更多的建模工作。

 

高速全差分放大器的 DC 精度

FDA 有 CFA 和 VFA 两种类型。CFA 版本的 FDA 具有惊人的压摆率,但 DC 精度项相对较差。当将它应用到广泛的使用 CFA 版 FDA 解决方案的 AC 耦合信号通路时,DC 精度差也没有关系。对于这类器件而言,最麻烦的项通常是输入失调电流漂移规范,这个规范通常没有。表 2 给出了一份完整的 DC 误差规范,里面完全看不到 Ios 漂移——看 25℃输入失调电流的范围好像也挺差。

 

表 2:基于 CFA 的超宽带 FDA(ADA4927)的 DC 误差规范示例。

 

现在来看更“精密”的 VFA 版的 FDA 器件(表 3),它们具有寻常的输入失调电压(Vos)和失调电流(Ios)误差项,还有由两个反馈网络不完全匹配所引起的以及由共模控制环路(以达到所需的平均输出电压)所引起一系列其它误差项。这里仅考虑 DC 问题,首先假设两个反馈电阻和分压器比率对于输入完全匹配——如图 3 中的例子所示,使用了精密 RRO、NRI THS4551 器件,以及四个相等的 10kΩ电阻,并在±2.5V 电源上有一个接地 Vocm 输入。同心高斯 DC 误差(如 Vos 和 Ios)通常指定±1δ为典型值。然后该双极性值会分配一个极性,以包含标称仿真模型。数据手册中提供了完整的双极性最小 / 最大误差范围和漂移。图 3 显示了带探测点的简单 DC 设置。图 4 是 DC 仿真所得结果,这些数字会遮盖部分电路。

 

图 3:等电阻 THS4551 FDA 标称 DC 误差测试仿真。

 

然后运行直流工作点仿真,显示标称模型中内置有这些误差项。

 

图 4:精密 THS4551 FDA 的 DC 工作点误差。

 

从共模电压开始,当 Vocm 引脚的输入为 0V 时,共模输出电压显示有+1mV 的失调。这与±1mV 典型规范的振幅相匹配。这个器件非常典型,因为其共模控制失调误差在输入控制引脚受到驱动时要比它悬空时较低。该器件的悬空输入 Vocm 失调电压(相对于供电电压中位值)通常为±2mV。在用于驱动 ADC 时,这个共模失调输出电压通常可以忽略不计,因为 ADC 在共模输入电压范围(若有指定)上有一定的容差,其值远超过这些小于±20mV 的输出 Vocm 误差。

 

这个负轨输入(NRI)、PNP 输入级的器件,会有输入偏置电流流出输入引脚。图 4 中显示的平均值 0.9934μA 与数据手册中的 1μA 典型值非常接近。该 NRI 器件的输入引脚上所规定的输入偏置电流是单极性的。对 FDA 来说,一个新的情况是,这个共模输入偏置电流会使“输入”共模电压偏离输出共模电压,后者受共模控制回路所控制。如图 4 所示,5.47mV 的输入共模电压从 1mV 输出共模电压向上转换,并将提供的 0.993μA 共模电流分流进 Rg2 对地的路径,然后从 Rf2 流回 1mV 输出共模电压。这个输入 Vcm 电平转换大约等于输出 Vcm 电压+输入 Ibcm 电流×从两个输入节点看出去的阻抗值 Rf||Rg。

 

差分输出失调是输入失调电压和输入偏置电流(Ios)失配影响的组合。+50μV 标称输入失调电压经由噪声增益(NG)=1+Rf/Rg 放大到达输出,而差分失调电流(Ios)会将 Ios*Rf 项加到其上。由于这个 Ios 是差分的,因此输出共模控制环路不起作用,差分输入虚地会将它乘以 Rf 值,传到输出。

 

THS4551 模型将典型的 Vos 极性设置为从 V+到 V- 为 50μV。这会产生一个+100μV 的 Vo_diff 输出(图 4 中使用(Vo+)–(Vo-)电压表)。然后这个仿真所得的输出失调会减小,并加上 Ios 项的标称模型极性。在此,同相输入引脚上的 Ios 比反相输入高 9nA,由于 Vos 的关系,会将 100μV 的输出降低 9nA*10kΩ≈90μV,得到+11μV 的仿真值。同样,该模型分配了标称值和极性,而数据手册中所给的整个范围,应用此来进行差分输出失调的最小 / 最大值分析。

 

输入偏置电流平均值上的温度漂移只会改变输入共模电压。Vocm 失调电压上的温度漂移可以直接表示为输出 Vocm 漂移。Vos 和 Ios 上的温度漂移,其增益会与静态值相同:Vos 是 NG,Ios 是 Rf。

 

这些精密 FDA 输入级的 CMRR 通常足够高,所以引起的误差很小。图 5 所示的简单测试会驱动±2V 到 1kΩ  Rf=Rg 匹配电路。因此会得到±1V 的输入共模(CM)摆动,然后会由于 CMRR 而产生非常小的 3.56μV 输入误差电压。这个误差摆动可计算得出 115dB CMRR,它与绘图匹配,但与典型的 110dB CMRR 规范不匹配。然后,这个小+μV/Vcm 影响会乘以 NG 到达输出。

 

图 5:采用 THS4551 模型的输入级 CMRR 测试电路。

 

FDA 周围电阻不匹配对 DC 精度的影响

相比于前述简单的误差项,FDA 周围电阻的不匹配会增加更多的 DC 输出误差项。首先要考虑的仅是相等标准值反馈电阻 Rf 的影响,但是又要给它们的值留有一定的容差。设 DC 仿真在 NG=1 时 Rf 值的失配为±1%,将会得到图 6 所示的典型输出误差。这里,NG=1,因此输出以+50μV 的 Vos 失调值开始。反馈电阻 Rf 值的 200Ω失配会对 Ibcm 项产生一个差分增益——负 1μA*200Ω会产生 -200μV 失调,最终得到 -150μV,如图 6 所示。(V-)–(V+)探测点显示该模型的输入失调电压等于 50μV。另外,这个标称值只是用于建模目的,其中整个±175μV 25℃最大所测 Vos 范围和±50nA Ios 范围应被用于输出 DC 误差带宽分析。

 

图 6:Rf 不匹配测试显示输出 Vo_diff 发生变化。

 

反馈分压器比率不平衡会带来一系列共模到差分的转换误差。从任何输出共模项到差分输出误差的转换增益如公式 2 所示。在图 7 里,G1≡Rf1/Rg1,G2≡Rf2/Rg2。


(2)

 

图 7 中的测试用例可以用来验证这个误差。此处将一个±50mV、1Hz 方波信号加在 Vocm 输入端,其中,反馈电阻 R 相等,而 G 项则不平衡——上面反馈通路的比率高 1%,下面通路的增益低 1%。将其代入公式 2,得到输入 Vocm 信号的增益为+0.01——如图 7 中的输出波形所示。Vocm 上的这个 100mVpp 输入,由于反馈比率不匹配,在输出端出现 1mVpp 的差分误差。

 

图 7:由增益失配引起的从 Vocm 变化到输出差分电压的转换增益。

 

这个共模到差模(DM)转换增益适用于:

 

• FDA Vocm 输入电压和漂移


• 信号源的 Vicm 电压和漂移

 

在设计单电源、单端到差分、50Ω输入匹配的应用时,增益网络的不平衡是造成输出静态 DC 差分失调较差的一个非常普遍的原因。图 8 给出了这个典型设计,它使用了增益为 1V/V 的有源阻抗解决方案为 50Ω的信号源提供 50Ω的匹配。在此,增益失配相对较低,但是在这个单+5V 电源设计中将其乘以 2.5V Vocm 输入电压,可以预知由于这个输出失调项而产生的差分输出误差为 -1.59mV——远超所有其它初始 25℃差分输出失调误差项。图 8 中的仿真显示 FDA 本身的其它差分失调项略微减少了这个误差。对这种内置误差的一个简单改进方法是将 Rg2 侧的标称电阻网络匹配成信号输入端所见。通常,这个相对较大的初始差分输出失调可以校准,然后漂移对每项输出差分失调的影响就成为更重要的项了。

 

图 8:由增益不平衡和输入 Vocm 电压引起的输出差分失调。

 

这个 CM 到 DM 的转换增益可能存在由于标准值选择而引起的静态误差,然后由于电阻容差而引起扩散,也可能存在由于 Vocm 输入容差和直到输出 CM 电压的漂移而引起的扩散加漂移。通常,相对于输入失调电压漂移项乘以噪声增益,这个基于 Vocm 的输出差分失调“漂移”项可忽略不计。用 THS4551 的最大±10μV/℃共模失调漂移和图 8 中的转换增益,只得到 0.0063μV/℃的输出差分漂移。尽管标称输出差分失调通常由这个 Vocm 输入乘以增益不平衡转换增益所决定,但由于输出差分失调漂移通常受输入失调电压漂移乘以噪声增益所决定,其漂移贡献通常可忽略。

 

输入共模偏置电流(Ibcm)的影响,加上电阻的不平衡,是所有 VFA 版本 FDA 的一个新的误差源。简单来说,Ibcm 项首先会由于 Rf 值的失配而产生一个附加的输出差分失调。另外,此 Ibcm 乘以每个输入看出去的平均阻抗(Rf||Rg),会使输入共模电压发生转换(输出 CM 控制环路会将此误差移至输入引脚 CM 电压)。然后,这个电压会乘以前面所述的(G1-G2)项,生成一个输出差分误差。这些相同的增益会加到 Ibcm 漂移误差项上。

 

最新推出的 FDA 在输入级 DC 误差项上都有了很大的改进。表 3 给出了一系列这样的解决方案,按 25℃最大输入失调电压升序排列。为了减少这些单通道选择,这里还筛选掉了以下内容:

 

• 最大 25℃输入失调电压>1.5mV


• 1k      MSRP>$4.00


• 过时的器件

 

注意,有一些 Gmin>1 的器件说明是去补偿设计,其目的主要是实现较低输入电压噪声和较高压摆率。在这个 FDA 例子里,Gmin=1V/V 会有 DC NG=2。这有时意味着简单的带宽限制反馈电容会遇到低相位裕量情况——若 NG 是在较高频率时为 1V/V。

 

表 3:基于 VFA 的单通道、精密 FDA 器件。

 

CFA(以及 CFA 版 FDA 器件)无法提供良好的 DC 精度。除了较高输入失调电压漂移和失配输入偏置电流项所带来的主要误差项,对于同相增益配置来说,CFA 也会存在看起来像是 -μV/Vcm 输入误差的 CMRR 影响。这会把同相增益从理想值压缩(可能会有在使用两个开环输入缓冲器的极高压摆率的 VFA 拓扑中的类似效果)。

 

VFA 版 FDA 是从通常的输入失调电压和失调电流误差开始,然后加上由于两侧电阻网络不匹配而引起的各种静态和漂移误差。通常,这个不匹配会对期望的 Vocm 电压产生主要的静态误差,但很少会形成重要的漂移项。LTC6363 FDA 最近的一些版本添加了精密片上电阻设计,以减少固定增益版本中的这些电阻失配误差。下期内容“高速放大器稳定性问题!!”也是高速放大器应用工程师的必备知识!!