今天大家一起来学习一篇关于接收机的论文,论文作者是我们之前介绍的拉维教授和他的学生,论文来源于拉扎维教授的主页。以后呢,我们试着做一个关于射频论文的专题,通过一些对论文的学习,来提高我们的知识技能。同时把论文的原文提供给大家一起赏读。

 

【射频学堂】,撸起袖子加油干吧!

 

 

学习这篇论文之前,我们先来认识一下载波聚合Carrier Aggregation。

 

载波聚合Carrier Aggregation是第四代移动通信技术LTE-A的关键技术之一,为了满足单用户峰值速率和系统容量提升的要求,一种最直接的办法就是增加系统传输带宽。CA技术可以将2~5个LTE成员载波(ComponentCarrier,CC)聚合在一起,实现最大100MHz的传输带宽,有效提高了上下行传输速率,如下图所示。终端根据自己的能力大小决定最多可以同时利用几个载波进行上下行传输。

 

 

CA功能可以支持连续或非连续载波聚合,每个载波最大可以使用的资源是110个RB。每个用户在每个载波上使用独立的HARQ实体,每个传输块只能映射到特定的一个载波上。每个载波上面的PDCCH信道相互独立,可以重用R8版本的设计,使用每个载波的PDCCH为每个载波的PDSCH和PUSCH信道分配资源。也可以使用CIF域利用一个载波上的PDCCH信道调度多个载波的上下行资源分配。

 

接下来我们一起来看看文章给的一种什么样的接收机结构?这种接收机结构又有什么意义呢?

 

文章提出的接收机结构如下图所示,图示中的频谱显示了一个四载波的例子。LO的频率fLO设置在最外层载波的中间,这样可以将这个模块下变频到一个不超过35MHz的中频上。这个正交的中频信号在复下变频到基带信号之前经过低频滤波,数字化和镜像抑制。当然两个ADC模块必须数字化中频IF组件以及带内blocker。在参考文章2中给出的带内blocker配置文件中,包含一个5MHz带宽的期望信号和-40.5dBc的blocker,要求最宽的ADC动态范围。一个64-QAM星座图,在一个可接受的误码率下,要求的信噪比大约为24dB,这样我们就可以得出:ADC所需要的最小的动态范围DR为64.5dB。非常幸运的是,在参考文献3中给出了一款14bit,80MHz的ADC转换器,在Nyquist速率下,消耗的能量为31mW,所能达到的信噪比SNR为71dB,SFDR为80dB。如果运行在80MHz,这款ADC的理想采样速率因子为8,这个时候可以达到80dB的动态范围,这样就为上述应用场景提供了足够的设计冗余。

 

 

关于图2,作者的提出的算法基于两个原则:1,在模拟增益和相位不匹配的情况下,我们可以在频域里简单相乘;2,如果两个在中频的重叠通道,其功率为PA和PB,频率相关的不匹配被纠正到合适的频率。(这一段好难理解?)失配估计器中所需的操作仅使用加法器和寄存器,通过位串行算术来执行,因为a的计算速度可能与e和theta中温度和电源引起的漂移。下变频器中的WIF的相位由数字控制振荡器产生,即一个累加器后跟一个查找表,产生无谐波混合。图2所示的下变频器就可以根据带内载波的数量重复运行。

 

 

图3给出了射频前端的应用,所支持的LTE频率从700MHZ到2700MHz。作者提出了一种带有有源反馈的宽带低噪声放大器LNA,以实现较低的噪声系数NF,可接受的输入匹配和单端到双端的转换。

 

电路的设计应确保对于混频器和TIA,电压增益Inv2约为1,且Rin=50Ω。低噪声放大器的噪声系数为1.76分贝。

 

这种低噪声放大器在低电源电压下工作,与文献[5]中的噪声消除拓扑结构相比较,后者没有如果输入CG设备驱动平衡,则消除其噪声混频器和TIA(并采用不同的漏极电阻)。为了给低噪声放大器中的反相器建立一个明确定义的偏置电流,伺服回路调整复制反相器Invrep的PMOS体电压,从而迫使VI等于V2,从而驱动Inv rep的偏置电流朝向I REF 1该方法避免了在电路中放置偏置电流源的需要与源极串联的逆变晶体管,允许更大的电压净空,因此更高的线性度。

 

 

同时,文章给出了一个设计实例,如图4所示。图1所示的接收机架构采用了 TSMC 45-nm 数字CMOS 工艺制作而成,采用了现有的ADC和FPGA后端进行测试,有效的芯片面积为450 um x 350 um,测试频率为2GHz,耗散功率为15mW。

 

 

图5和图6给出了测试数据。

 

 

下表给出了测试性能的总结。