芯耀
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大功率三电平应用中 3.3kVSiC MOSFET和IGBT的混合应用问题，针对外管高频、内管低频的调制策略中不同箱位管脉冲时序对三电平有源中点箱位(ANPC)拓扑换流路径、开关损耗以及开关特性等关键因素的影响开展分析，实验验证了不同箱位管脉冲时序对SiC MOSFET和IGBT的动态特性和开关损耗的影响。
SiC MOSFET 模块由于其低开关损耗特性、较 快的开关速度、高耐压、高温稳定性的特点[1,在 高压大功率变流器领域具有显著优势，然而由于 其成本和可靠性问题，目前主流产品仍以IGBT 应 用为主。随着三电平拓扑和SiC 应用技术在轨道 交通领域逐渐受到更多关注I²-51,在兼顾成本和高 频、高功率密度设计要求的同时，使得 SiC 和 Si 混合应用具有较好的发展前景。
在 ANPC 拓扑中由于箱位管的存在，使得调制策略存在更多自由度，而目前最为常见的两种调制策略分别为内管低频、外管和箔位管高频的PWM1 策略和内管高频、箱位管和外管低频的PWM2策略。PWM1策略由于其所有开关切换都 是最小换流路径的特性，在高压大功率应用中更为常见，因此本文以 PWM1 策略的ANPC 拓扑在 混合SiC应用中的问题开展研究。
SiC MOSFET 和 IGBT 的开关特性存在较大差异，上述两种器件混合应用时其各自的开关过程将会相互影响。而通常在混合SiC 应用中SiC 的开关损耗占主导部分，因此会对SiC MOSFET的开关损耗造成较大影响，影响整体效率和性能。3.3 kV Si IGBT 模块中二极管芯片存在较为显著的反向恢复过程6,在特殊的换流路径中，会导致 SiC MOSFET 芯片开通过程中叠加IGBT 反向恢复 电流。因此，在混合SiC 应用中需要针对Si 与SiC 的切换过程进行分析。
原理与设计
ANPC三电平拓扑比二极管中点箔位型(NPC)三电平拓扑多两个箱位管开关器件，使得ANPC 拓扑的调制策略有更多种可能性。在NPC拓扑中，为了解决内管和外管的均压问题，通常会采取在两个箱位二极管两端并联电阻，如图1a中的Ra所示。均压的效果取决于电阻的阻值，阻值越小均压效果越好，但会增加变流器系统的整体损耗。在ANPC拓扑中能够通过箱位管的主动开关解决该 问题，而箔位管开关的时刻不同将会导致换流路径的变化，影响开关器件的关断过电压。在进行驱动电阻配置时，通常会考虑过电压对器件可靠性的影响，从而进一步影响变流器整体损耗。因此，需 要对不同箔位管调制策略下的换流路径开展分析。
换流分析
图1a 为混合SiC三电平ANPC拓扑图，外管V₁ 和箱位管V₅ 采用SiCMOSFET,内 管V₂ 采用Si IGBT。其中上半桥臂中V₁和V₅为3300V/750 A的 SiCMOSFET半桥模块，V₂ 为3300V/1000A的 IGBT模块，下半桥臂与之类似。图1b为 PWM1策略下ANPC拓扑的基本工作原理。当调制波um>0 时 ，V₂ 常开 ，V₃,V₄,V₆ 关断 ，V₁ 和V₅ 互补开关， 当 um<0 时，与之相反。当采用这种调制策略时，箱 位管不能实现主动箱位的作用，仍然需要均压电 阻 R, 实现内外管均压。
考虑到箔位管的时序逻辑对换流路径的影响，其开关逻辑为：①不进行主动箔位，即当um>0 时，V₆ 始终关断；②当 um>0 时，V₆ 常开；③当um>0 时，V₆ 与V₁ 同时开通、关断；④当um>0 时，V₆ 晚 于 V₁开通，提前于V₁ 关断。图2为箔位管脉冲时序。
输出电流大于零且um>0 时，4种方案的分析结果如下。图3为方案2的换流过程。
方案 1当输出状态从P状态切换为0+状态时，V₁ 关断，V₂ 保持开通，电流从流过V₁IV₂ 切换至VD₅/V₂当输出状态从0+状态切换至P状态时，V₁开通，V₂保持开通，电流从VD₅/V₂切换至V₁IV₂,此时VD₅发生反向恢复。该方案下只有V₁和VD₅ 之间发生换流。
方案 2 当输出状态从P状态切换为0+状态时，V₁ 关断，V₂ 和 V₆ 保持开通，电流从流过V₁IV₂切换至VD₅/V₂和V₆/VD₃。当输出状态从0+状态切换至P 状态时，V₁开通，V₂ 和V₆ 保持开通，电流从VD₅/V₂ 和V₆/VD₃ 切换至V₁IV₂, 此时VD₅ 和VD₃发生反向恢复。该方案下V₁,VD₅ 和VD₃ 之间发生换流，如图3所示。由于换流过程中VD₅ 和VD₃同时存在反向恢复，因此VD₅ 和VD₃的反向恢复电流之和会叠加至V₁ 的开通过程，从而导致V₁ 的开通损耗增大。
方案3和方案4的换流过程与方案1类似，因此不再赘述。方案4中V₆ 与V₁ 的开关时序相差的时间至少要大于V₁ 的最小脉宽，以保证V₆开通时V₁ 与VD₅ 已经完成电流切换。在方案4的V₆关断后，V₃,V₄ 之间的电位未达到新的平衡状态，若此时关断V₁ 会引起V₁ 的关断电压产生振荡。
输出电流小于零且 um<0 时，4种方案的P 状态 和O+ 状态的电流切换都是发生在 VD₁ 和 V₅ 之间 ，SiC MOSFET 的开关损耗不会受到影响。此外， 调制波um<0 与 um>0 的换流分析过程类似。
损耗计算
由第2 . 1节中分析可知，方案2会在输出电 流大于零且 um>0 和输出电流小于零且 um<0 的 工 况下增加SiC MOSFET的开通损耗。考虑以上情 况，混合SiC 三电平拓扑的损耗计算如下。假设输出电流和调制波为：
实 验
通过第2节中的分析可知，箔位管的逻辑不同主要对外管的开关过程有影响，因此本文对不同箔位管逻辑下的外管开关特性进行测试。由于 V₁ 测试过程中SiC 器件的高开关速度引起的共模 干扰过大，因此在实验中选取V₄ 为测试对象。为 了避免上半电容充电从而影响测试结果，实验过 程中将正母排与上半电容断开进行测试。
图4为方案2的双脉冲测试波形。可见，当V₄ 关断后，V₅和 V₆ 处于并联状态。当V₄ 再次开通时，VD₆ 和 VD₂ 同时发生反向恢复(图中虚线圈所示)。
当V₄ 关断后，V₄ 的漏源极电压上升至直流电 容电压时其电压产生振荡现象。
图6和图7分别为不同方案的过电压和损耗特性，方案4关断过电压最大，方案1和方案3接近。方案2由于O+ 状态处于并联，等效换流的电 流仅有其他方案的一半，关断过电压最小。方案1, 3,4的开通损耗基本接近，方案2的开通损耗是其他方案的2倍左右。
由于方案2在0+状态时存在两条路径，其 0+状态的通态损耗小于其他几种方案，还需要对不同方案的变流器损耗进行量化分析。图8为开 关频率2 kHz, 输出电流有效值500 A,直流电压3600V条件下不同方案的损耗分布图。
结 论
针对3.3 kVSiC MOSFET和IGBT 在ANPC三电平拓扑中混合应用目前存在的问题开展分析，通过实验结果验证了分析结论。综合实验结果和分析结论，从最高效率和可靠性的角度出发，方案3是当前应用背景中的最优解决方案，但是还需通过额外的硬件或者软件设计，保证方案3中外管和箱位管脉冲的同步性。
