芯耀
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引言
目前,电动车根据带电量不同 而 选 择 不 同 的 电 压 等级,乘用车的电压范围大约为 2 5 0~45 0 V;大巴车、公交车等由于带电量高,基本电压为 45 0~700 V。在未来,随着对续航里程、充电速度要求的提高,电动车电压有望升至 800~1 000 V。目前,基本 800 V 高压技术平台的车型已进入量产阶段,超级充电桩(800~1 000 V)的部署也在有序推进[1]。
近年来,LLC 谐振变换器由于既能彻底实现初级开关管的零电压开通(ZVS),又能实现次级整流管的零电流判断(ZCS),因此在模块电源中得到大量应用。但在宽输入电压范围应用场合,由于单级 LLC 谐振变换器频率变化范围较大,不利于谐振参数的优化,还会增大磁芯体积,降低效率,因此变换器通常采用级联结构[2]。文献[2]提出一种 Boost+ 变压器串/并联型 LLC 级联直流变 换 器,该级联变换器的前级 Boost 闭环工作,实现输出稳压;后级 LLC 工 作 在 定 频、开 环 方 式,实 现 电 气 隔 离 与 降 压。其优点在于 LLC 开环工作,可靠性高,开发周期短;缺点在于输入高压时,Boost 失去了拓扑优势,甚至增加了系统损耗,不能满足充电桩的高压 1 000 V 需求。文献[3]提出了一种级联 Buck-Boost 变换器及其控制方法。其优点在于对 H 桥采用不同的控制策略,实现了双向升降压变换,在很大程度上提高了电压增益范围;缺点在于控制策略复杂,同桥臂上、下管存在共导风险,可靠性低。该级联变换器不管处于 Boost 模式还是 Buck 模式,H 桥 4 个功率管中至少有 3 个开关管一直处于工作状态,硬件损耗大,系统效率低。
本文设计了一种 Boost+Buck+LLC 级联变换器。该变换器中,第 1 级采用 Boost+Buck 的级联形式,不仅可实现充电 桩 直 流 侧 1 000 V 的 高 压 需 求,而 且 不 论 处 于Boost 模式还是 Buck 模式,最多只有 2 个开关管工作,比文献[3]系统效率高;第 2 级开环 LLC 作为直流变压器,开环、定频工作,实现电气隔离,可靠性高。另外,对于充电桩,其电网侧有单相制式和三相制式的市场需求,需开发不同制式的产品来满足这个需求,这就造成了开发成本和维护成本的提高。文献[4]提出一种单相及三相自适应输出交流变频电源,通过设置 4 组逆变模组及 4 个输出口,可根据用户的接线自适应地选择输出制式,但缺点在于需设置 4 路模组实现单/三相切换,成本较高。本文设计了一种设置 3 路模组来实现单/三相切换的方法,控制简单、运行可靠,较文献[4]成本低。
1、系统设计原理
系统设计,包括双向 DC/DC 模块和双向DC/AC 模块。双向 DC/DC 模块用于满足电动车侧直流高压需求;双向 DC/AC 模块用于电网侧并网,同时实现单、三相制式的兼容。
2、双向 DC/DC 模块设计原理
通过网盘分享的文件：Boost+Buck+LLC+三电平的双向级联变换器研究.pdf
链接: https://pan.baidu.com/s/1Nbu2yOQOUnp6BJ5D1HGwIQ 提取码: ykeb 复制这段内容后打开百度网盘手机App，操作更方便哦。 双向 DC/DC 模块设计,包括双向 Boost+Buck 模块和双向 LLC 模块。双向 Boost+Buck 模块由 4路双向 Boost+Buck 组成,双向 LLC 模块由 2 路双向 LLC组成。
放电方向的工作原理:双向 Boost+Buck 模块输入侧采用 4 路双向 Boost+Buck 电路交错并联闭环控制,各支路开关频率相同且各支路主开关管导通时刻的相位依次相差 9 0°,用于降低电动车侧直流电压纹波;双向 Boost+Buck 模块输出侧两两并联,各生成 1 组中点母线电压，供给双向 LLC模块。双向 Boost+Buck 模块作为双向 DC/DC 模块的第 1级变换器,用于直流电压的升压、降压。
充电方向的工作原理与放电 方 向 相 同,能 量 流 向 相反,不再赘述。
2.1 单路双向 Boost+Buck 工作原理
单路双向 Boost+Buck ,由直流切换装置、模式 转 换 装 置、双 向 Boost/Buck 和 双 向 Buck/Boost 组成。直流切换装置用于直流电压的投入和切出;模式切换装置用于升压、降压模式 的 切 换;双 向 Boost/Buck 和双向 Buck/Boost 用于实现直流电压的升压和降压。
单路双向 Boost+Buck 工作原理:根据检测到的直流电压的高低,通过模式切换装置,使双向 Boost+Buck 工作在升压模式、直连模式、降压模式,从而满足电动车直流侧宽范围需求。直流电压范围分段取值比较灵活,在实测整机效率最优前提下,将电动车侧直流电压范围 2 5 0~1 000 V 进行分段:设定 2 5 0~3 3 0 V 为低压段、3 3 0 ~45 0 V 为直连段、45 0~1 000 V 为高压段。在低压段,双向 Boost+Buck 模块工作在升压模式,对直流电压进行升压;在高压段,双向 Boost+Buck 模块工作在升压模式,对直流电压进行降压;在直 连 段,仅 双 向 LLC 模 块 工 作, 实 现 了 系 统 的高效。
2.2 单路双向 Boost+Buck
以放电方向为例,对单路双向 Boost+Buck 模块进行具体分析。
2.2.1 降压模式
(1)开机前,控制 Q1-1 的驱动封波,即 Q1-1 处于断开状态。
(2)缓 冲 继 电 器 RLY3 闭 合,通 过 缓 冲 电 阻 R、L1 、Q1-2 体内二极管对 C1 充电。
(3)C1 完全充电后,U BAT ≈U C1 ,RLY 两端电压基本一致,闭合输入继电器 RLY(先控制继电器两端电压基本一致,避免继电器动作时拉弧)。
(4)RLY 闭合后,模式切换装置中 RLY1 两端电压基本一致,闭合 RLY1 。
(5)此时框内的双向 Buck/Boost 模块开始降压工作,设计降压目标值U BUSM1 =3 9 5 V(实测此电压下系统效率最高)。单路双向 Buck/Boost 模块的输入输出稳态关系为U BUSM1 =D Q2-1U BAT =3 9 5 V,其中 D Q2-1 为开关管 Q 2-1降 压 占 空 比。 如 上, 模 式 切 换 装 置 中 的 RLY1 闭 合、RLY2 断 开,系 统 中 双 向 Boost+ Buck 模 块 工 作 在 降 压模式。
2.2.2 直连模式
(1)前 一 个 模 式 为 降 压 模 式,U BAT =U C1 = 45 0 V,U BUSM1 =3 9 5 V。此时,RLY2 两端存在较大压降。控制双向 Buck/Boost 继续降压工作,将环路中降压目标值 U 调至 45 0 V,缓慢调制 Q2-1 占空比,使 U BAT =U C1 =U BUSM1 =45 0 V。
(2)控制 Q2-1 、Q2-2 两管的驱动封波,即 Q2-1 、Q2-2 开关管处于断开状态。
(3)此时 RLY2 两端电压基本一致,闭合 RLY2 。
(4)在 Q2-1 、Q2-2 封波后,RLY2 闭合前的这段时间内,后级能量由 C2 提供。
模式切换装置中的 RLY1、RLY2 均处于闭合状态,双向 Boost+Buck 模块工作于直连模式,输入输出稳态 关 系 为 U BUSM1 =U BAT = 3 9 5 V。直 连 模 式 下,双 向Boost+Buck 模块中仅 1 个级联电路(双向 LLC 模块)在工作,提高了级联变换器的效率。
2.2.3 升压模式
(1)前一个模式为直连模式,U BAT =U C1 =U BUSM1 =3 3 0V,RLY1 两端电压一致,断开 RLY1 。
(2)断开瞬间,后级能量需求由 C1 、C2 提供。
当电动车侧直流电压放电至 2 5 0 V 时,所有开关管封波,装置欠压保护动作,完成 1 个放电方向的运行过程。充电方向的分析过程与放电 方 向 相 同,在 充 电 过 程中,当 Boost/Buck 模块工作于直连模式时,充电电流大小同样由双向 DC/AC 模块控制。
2.3 双向 LLC 模块工作原理
设计 LLC 变换器,定频工作在谐振点附近,并处于开环状态,起着直流变换器的作用。由于采用开环控制,因此 LLC 变换器在谐振频率 点 不 受 负 载 大 小 变 化 影 响,效率高、控制简单,可靠性更高[5]。LLC 电路谐振腔采用 Lr1 、Cr1 与 Lr2 、Cr2 并联形式,优点在于谐振元件体积小,有利于磁件散热,也 有 利 于PCB 布局来提升功率密度;隔离变压器采用 2 个变压器,原边并联、副边串联,优点在于起到硬件强制均 流 的 作用。每个变压器的匝比为 2 ∶1,单个双向 LLC电路等效成 1 个直流变压器,等效变比为 1∶1。
LLC 电路增益 M=1,即 LLC 中点母线电压与母线电压相等,U BUS+ =U BUS- =U BUSM1 =3 9 5 V。
3、双向 DC/AC 模块设计原理
3.1 双向 DC/AC 工作原理
双向 DC/AC 模块设计,包括制式切换装置、交流切换装置和 3 路双向 T 型三电平电路。制式切换装置用于单相和三相制式切换,交流切换装置用于电网的投入和切出,设计中这 2 个切换装置均采用继电器实现。
3 路 T 型三电平电路用于接收正、负母线电压后进行直流和交流的能量双向变换。3 路相同的双向 T 型三电平电路独立闭环工作。设计中 3 路 T 型三电平电路采用传统T 型三电平电路,具有器件少、效率高、控制简单、可靠性高的优点[6]。双向 DC/AC 模块整流及逆变并网控制策略简单,在此不再赘述。
3.2 单相、三相制式兼容的控制策略单相、三相制式兼容的控制策略:检测到电网侧单相或三相制式后,通过控制输出制式切换装置及 3 路双向 T型三电平电路的驱动,实现电网侧并网时单相、三相制式的兼容。
3.2.1 单相、三相制式检测
并网前,制式切换装置(K1 、K2 )及交流切换装置 K3(K3-1 、K3-2 、K3-3 )为断开状态。首先检测电网侧三相电压(La-N、Lb -N、Lc -N)的幅值、频率否正常,若正常则检测其中一相过零点位置,并在该相过零点位置计算该相与另外两相之间的电压差值。然后判断计算得到的所有差值的绝对值是否小于阈值,若是则确定电网为单相接线输入,否则确定电网为三相接线输入。其中,阈值的设定需综合考虑检测到的过零点偏差,本文设定阈值为 40 V。
3.2.2 单相、三相制式的控制实现
(1)单相制式的控制实现。当检测到电网侧为单相制式后,首先控制制式切换装置由断开变为闭合,使 双 向DC/AC 的硬件电路为 3 路 T 型三电平并联的单相电路;然后闭合交流切换装置 K3。在 K3 闭合前,锁相单相制式电网的电压相位,控制 3 路驱动完全一致;在 K3 闭合后,逐渐增大并网电流环给定值,从而实现单相电网并网。
(2)三相制式的控制实现。同理,当检测到电网侧为三相制式后,首先控制制式切换装置由闭合变为断开,使双向 DC/AC 为独立的 3 路 T 型三电平电路;然后闭合交流切换装置 K3 。在 K3 闭合前,3 路 T 型三电平电路分别锁相电网对应的三相电压相位,控制 3 路驱动的相位差约为 1 20°;在 K3 闭合后,逐渐增大并网电流环给定值,从而实现三相电网并网。
4、实验验证
4.1 样机详细参数
为进一步验证设计的正确性,研制了一台 3 0 kW 样机。
样机主控芯片采用 TMS3 20F2 8 3 3 5;LLC 功率管采用SiC 低压管,开关频率为 1 3 5 kHz;Boost、Buck、T 型三电平 功 率 管 考 虑 成 本 后 采 用 IGBT, 开 关 频 率 为 1 9.2kHz。
4.2 直流侧高压 1 000 V 实验
设计创新点 1:满足充电桩直流侧高压 1 000 V 需求。在直流侧加入 1 000 V 直流高压(以放电为例),观测双向DC/DC 变换器在不同负载下的运行波形。
4.3 电网侧兼容单相、三相制式实验
设计创新点 2:满足电网侧兼容单相、三相制式的需求,其关键在于检测电网制式后的驱动控制实现。在电网侧分别加入单相、三相电压,观测 3 路 T 型三电平上臂管驱动情况。当检测到电网为单相制式时,3 路 T 型三电平的上臂管驱动 DR T1 、DR T2 、DR T1相位一致。
当检测到电网为三相制式时,3 路 T 型三电平的上臂管驱动 DR T1 、DR T2 、DR T1相差 1 20°(20 ms 为一个周期)。验证了双向 DC/AC模块设计的正确性:检测到电网侧单相或三相制式后,控制 3 路双向 T 型三电平的驱动,使双向 DC/AC 模块成为单相 或 三 相 电 路, 从 而 实 现 电 网 侧 单 相、 三 相 制 式 的兼容。
4.4 整机双向充放电功能验证
在 3 0 kW 样机的直流侧加入高压 1 000 V,电网侧加入三相制式交流电,进行满载双向充放电功能验证。
由波形可知,样机直流侧电压U BAT=1 000 V,放电电流 I BAT = 2 9.1 A,电 网 侧 A 相 相 电 压 u a = 2 3 2.8V,电网侧 A 相电流 i a = 3 9.4 A,样机满载放电波形正常,实现了直流高压 1 000 V 时的放电功能。
由波形可知,样机直流侧电压 U BAT =1 000 V,电网侧 A 相电流 i a=3 9.2 A,B 相电流 i b =3 9.2 A,C 相电流 i c =3 9.4A,样机满载充电运行正常,实现了直流高压 1 000 V 时的充电功能。
5、结语
本文设计了一种 Boost+Buck+LLC+三电平的双向级联变换器。该变换器中,双向 DC/DC 模块采用 Boost+Buck 级联闭环工作,LLC 定频、开环工作,满足了充电桩直流侧高压 1 000 V 的需求。双向 DC/AC 模块采用 3 路独立的 T 型三电平电路,通过驱动控制及制式切换装置,兼容了电网侧单相、三相制式,并降低了开发和 维 护 成本。最后通过 1 台 3 0 kW 样机的实验,验证了该级联变换器设计的正确性。
