SGM41570 系列笔记本电脑充电应用设计及系统效率估算实操

本文基于圣邦微电子 ANC202411001《SGM41570 系列笔记本电脑充电应用设计及系统效率估算》REV.A 官方文档，围绕 USB‑PD Type‑C 笔记本 NVDC 窄压直流充电方案展开完整解读。以 100W、4 串锂电池的参考设计为载体，拆解系统架构、外围器件选型、滤波器设计、MOSFET / 电感 / 电容完整计算流程；对 MOSFET 开关导通损耗、电感损耗、IC 静态损耗、采样电阻损耗逐项拆解计算，同时对比理论损耗仿真与 Demo 板实测效率。全部公式、器件参数、测试数据源自原厂文档，适合笔记本、大功率扫地机等 NVDC 升降压充电硬件方案设计与效率评估。

资料获取：SGM41570 系列 笔记本电脑充电应用设计及系统效率估算

1. 项目背景与 USB Type‑C 充电系统架构

USB‑PD Type‑C 接口已经成为笔记本主流充电接口，支持最高 240W 功率传输。笔记本充电系统一般由 Type‑C 接口、USB‑PD 控制器、升降压 NVDC 充电芯片、电量计、锂电池组共同构成。

NVDC 窄电压直流充电架构核心优势：适配器供电时系统负载优先由适配器供给，电池只负责充电；适配器功率不足时电池自动补充输出；电池移除或者完全放空，系统仍然可以维持工作。

图 1 USB Type‑C 电力传输系统框图（来源：ANC202411001 REV.A） 阅读官方 PDF 文档查看高清原图；系统信号流向说明：Type‑C 接口输出 VBUS（VIN）送入 USB‑PD 控制器，再给到 SGM41570 充电芯片；充电芯片输出 VSYS 为整机系统供电，同时对电池 BAT 充电；电量计通过 SMBus/I2C 和充电芯片交互，采集电池电压、电流信息。

2. SGM41570 系列芯片产品概述

SGM41570 系列包含两颗器件：

• SGM41570：SMBus 通信接口；
• SGM41573：I2C 通信接口。

属于外置 MOSFET 四开关同步升降压 NVDC 充电控制器，面向笔记本、大功率扫地机器人等设备。核心能力：

1. 支持 1‑4 串锂电池充电；输入源兼容普通适配器、USB 适配器、USB‑PD 高压输入；上电自动切换 Buck / Boost / Buck‑Boost 拓扑，不需要主机干预。
2. 具备 NVDC 窄电压路径管理、DPM 动态功率管理；支持 USB‑OTG 对外供电。
3. VAP 最小系统电压保护；nPROCHOT 信号输出，负载超限通知 CPU 做性能节流，避免整机过载损坏。

3. 笔记本参考设计硬件实现

参考设计目标：20V 适配器输入，4 串锂电池，系统峰值输出功率 100W，开关频率 800kHz。参考设计实测峰值效率可达 96.7%。

3.1 参考设计技术指标

3.2 电池节数配置设置

芯片内部 LDO 上电激活，依靠CELL_BATPRESZ引脚识别电池串数。4 串电池方案，该引脚通过10kΩ 电阻上拉至 VDDA；电池阈值参数需要查阅 SGM41570 芯片规格书。

3.3 输入 DPM 限流电阻计算

ILIM_HIZ引脚分压配置 DPM 输入限流，计算公式： \(V_{ILIM\_HIZ}=1V+40× I_{DPM}× R_{AC}\)

本设计 100W 功率，输入额定电流 5A，取 1.2 倍裕量，设置 DPM 限流 6A；采样电阻 RAC=10mΩ，计算得到 V_ILIM_HIZ=3.4V。REGN 电压 5.6V，选择上分压 63.9kΩ，下分压 100kΩ。

3.4 ACP‑ACN 输入采样 RC 滤波器设计

图 3 ACN‑ACP 输入滤波器原理图（来源：ANC202411001 REV.A） 阅读官方 PDF 文档查看高清原图
风险说明：芯片采用平均电流控制，ACP、ACN 为输入电流差分采样引脚。PCB 寄生电感会引入高频振铃，造成电流采样失真，IINDPM 环路、ADC 采样精度劣化，严重时引发系统震荡。
RC 滤波器时间常数必须控制在47ns ~ 200ns 区间；不可设置过大，Buck 模式输入电流断续场景，过大 RC 会导致电感电流还原错误。 本方案器件：RACP=RACN=4.99Ω；CACP=CACN=33nF；CDIFF 悬空。采样电阻 RAC=10mΩ；功率管侧增加 10nF+1nF 高频去耦。

3.5 功率电感选型与参数核算

开关频率选择 800kHz。 电感饱和电流条件： \(I_{SAT}>I_{OUT\_MAX }+\frac {1}{2}× I_{RIPPLE }\)

Buck‑CCM 模式电感纹波： \(I_{RIPPLE}=\frac {V_{IN}× D× (1-D)}{f_{SW}× L}\)

D=0.5 时电感纹波最大；本设计取纹波系数 KIND=30%。 \(L=\frac {V_{IN\_MAX}-V_{OUT}}{I_{OUT}× K_{IND}}× \frac {V_{OUT}}{V_{IN\_MAX}× f_{SW}}≈ 2.4\mu H\)

实际选型 Wurth 74437356022，标称2.2μH；Isat (10% 跌落)=10A，DCR=13.6mΩ，Ir=8.5A。

选型约束：饱和电流必须预留足够裕量，不能只看直流温升电流 Ir。

3.6 输入电容选型计算

输入电容电流有效值： \(I_{CIN\_RMS}=I_{OUT } × \sqrt{D \times(1-D)}\) 输入纹波电压： \(\Delta V_{IN}=\frac {I_{OUT}× D× (1-D)}{C_{IN}× f_{SW}}\)

按照输入纹波 1% 计算，最小输入电容 7.5μF。考虑 MLCC 直流偏置容值衰减，使用6 颗 0805 封装 25V/10μF X7R 陶瓷电容；额外增加一颗 POSCAP 钽电容 10μF（耐压 25‑35V），补偿高低温、电压变化带来的容值衰减。 布局要点：RAC 采样电阻与功率 MOS 之间放置 10nF+1nF 高频陶瓷电容，抑制开关振铃。

3.7 输出电容选型计算

输出电容纹波电流有效值： \(I_{COUT\_RMS }=\frac {I_{RIPPLE }}{2× \sqrt {3}}\) 输出纹波电压： \(\Delta V_{OUT }=\frac{I_{R I P P L E}}{8 × f_{S W} × C_{OUT }}\)

负载瞬态约束公式，电容需要至少提供 2 个开关周期的阶跃能量： \(C_{OUT}>\frac {2× \Delta I_{OUT}}{f_{SW}× \Delta V_{OUT}}\)

10%‑100% 负载跳变，瞬态电压变化最大 5%，计算最小输出电容 19.5μF。选型：7 颗 0805 25V/10μF 陶瓷电容，搭配 2 颗 35μF 钽电容（耐压 25‑35V），抵消直流偏置与温度带来容值下降。

3.8 外置功率 MOSFET 选型要点

SGM41570 是控制器，需要 4 颗 N 沟道外置 MOSFET；芯片内部栅极驱动输出电压为 5.6V。

1. MOSFET 耐压≥30V，适配 20V 输入；
2. 漏极持续电流 ID 预留 2 倍以上裕量，本设计 ID>18.6A；
3. 使用品质因数 FOM 评估 MOSFET 综合损耗，FOM 越小，综合损耗越低： \(FOM=R_{DS(ON)}× Q_{GD}\)

本设计选用 SGMNQ70430，30V，ID=46A。
器件提示：同系列 MOSFET FOM 变化不大，选型需要导通损耗、开关损耗、成本三者权衡；优先选择 CISS＜1000pF 型号，降低开关时间。

4. 系统满载损耗逐项计算与效率评估

计算条件：VIN=20V，VOUT=15.2V，POUT=100W，FSW=800kHz，25℃初始参数，后续再做温升迭代修正。

4.1 MOSFET 各类损耗

本工况转换器主要运行同步 Buck 模式，MOSFET 损耗分为导通损耗、开关交叠损耗、栅极驱动损耗、死区损耗、体二极管反向恢复损耗、输出电容损耗。

1. 导通损耗 \(P_{COND(Q 1)}=D × I_{L\_RMS}^{2} × R_{DS(ON)\_Q1}\) \(P_{COND(Q 2)}=\left((1-D)-\frac{T_{DEAD\_RISE }+T_{DEAD\_FALL}}{T_{S}}\right) × I_{L\_RMS}^{2} × R_{DS(ON)\_Q2}\) \(I_{L\_RMS}^{2}=I_{OUT }^{2}+\frac{1}{12} × I_{RIPPLE}^{2}\) 计算结果：Q1 导通损耗 0.234W，Q2 导通损耗 0.065W。
2. 开关交叠损耗 MOSFET 开通、关断期间电压电流交叠产生损耗；需要根据米勒平台、栅极驱动电流计算 ton/toff 时间。

图 4 Q1 管开启阶段 VGS、VDS、ID 波形示意图（来源：ANC202411001 REV.A） 阅读官方 PDF 文档查看高清原图
本案例计算 ton=10.4ns，toff=6.8ns；导通交叠损耗 0.463W，关断交叠损耗 0.415W。
设计建议：MOSFET 导通时间尽量控制小于 20ns。

3. 栅极驱动损耗 \(P_{GATE(Q 1)}=V_{OUT } × Q_{G} × f_{SW}\) \(P_{GATE(Q2)}=V_{OUT }× (Q_{G}-Q_{GD}) × f_{SW}\) Q1+Q2 总驱动损耗 0.146W。

文档提示：不建议直接增大栅极电阻，优先使用栅源电容、自举侧串联电阻、RC 吸收回路抑制振铃。

4. 死区损耗（体二极管续流损耗） \(P_{DEAD}=V_{F} × \left(\left(I_{OUT }-\frac{I_{RIPPLE }}{2}\right) × t_{DEAD\_RISE}+\left(I_{OUT }+\frac{I_{RIPPLE}}{2}\right) × t_{DEAD\_FALL}\right) × f_{SW}\) 计算得到死区损耗 0.169W。
5. 体二极管反向恢复损耗 \(P_{RR\_Q2}=V_{IN}× Q_{RR}× f_{SW}\) 反向恢复损耗 0.144W。
6. MOS 输出电容 Coss 损耗 \(P_{QOSS\_Q1}=0.5 × V_{IN} × Q_{OSS} × f_{SW}\) \(P_{QOSS\_Q2}=0.5 × V_{IN} × Q_{OSS} × f_{SW}\) SGMNQ70430 无直接 Qoss 参数，依靠 Coss‑Vds 曲线积分计算，总输出电容损耗 0.185W。

4.2 电感直流与交流损耗

电感损耗分为 DCR 直流铜损、磁芯带来的交流损耗。 直流损耗公式： \(P_{L\_DC}=I_{OUT }^{2} × D C R\) 本案例直流损耗 0.592W；参考 Wurth 工具得到交流损耗 0.136W；电感总损耗 0.728W。

4.3 芯片 IC 静态损耗

\(P_{I C}=V_{OUT } × I_{Q}\) 静态损耗计算 0.038W。

4.4 采样电阻与其他附加损耗

Buck 模式 Q3 持续导通，会产生导通损耗；输入采样电阻 RAC 存在功率消耗： \(P_{COND(Q 3)}=I_{L\_RMS}^{2} × R_{DS(ON)\_Q3}\) \(P_{RAC}=D × I_{L\_RMS}^{2} × R_{AC}\) Q3 导通损耗 0.307W；RAC 采样电阻损耗 0.334W。

4.5 温度迭代修正、理论计算与实测对比、损耗占比分析

25℃条件全部损耗汇总，总损耗 3.228W，初始理论效率 96.88%。

重要风险提示：MOSFET 的 Rds (on)、电感 DCR 会随温度上升而变大；上面全部计算基于 25℃，没有考虑温升。

估算 MOSFET 温升，再把升温之后 Rds (on)、DCR 回代公式迭代重算。温度修正后总损耗为 3.445W，修正后理论效率 96.68%。

Demo 板实测数据：VIN=20.001V，IIN=5.184A；VOUT=15.201V，IOUT=6.600A，实测效率 96.76%。理论仿真与实测差值仅 0.08%，误差在合理区间。

图 5 系统各部分损耗占比饼图（来源：ANC202411001 REV.A） 阅读官方 PDF 文档查看高清原图；从饼图可以直观看到各项损耗权重：电感直流损耗占比最大，其次开关交叠损耗，硬件优化可优先针对高占比项开展。

5. 硬件设计风险点汇总

1. ACP‑ACN 采样 RC 滤波器时间常数不能超过 200ns，不可小于 47ns，参数错误会造成电流采样失真、环路震荡。
2. MLCC 输入输出电容必须考虑直流偏置效应，标称容值不等于实际工作容值，需要搭配钽电容做补偿。
3. MOSFET 选型 FOM 为关键指标，导通时间建议控制 20ns 以内；CISS 尽量小于 1000pF。
4. 损耗计算 25℃仅做初算；MOSFET、电感电阻随温度升高而增大，大功率设计必须做温度迭代修正，不能直接使用室温下的理论效率作为整机指标。
5. 电感饱和电流裕量优先，不可只看温升额定电流。
6. NVDC 架构 DPM 限流依靠 ILIM_HIZ 引脚分压，分压电阻取值错误会造成输入限流不准，出现适配器过载。

6. 附录符号参数对照表

完整符号列表查阅原厂 ANC202411001 附录。

声明：全部器件参数、计算公式、测试数据均来自原厂应用指南；硬件产品设计必须以 SGM41570 完整规格书、Demo 测试报告为准；本文仅作为工程参考，不能替代官方规格文档。 图片获取说明：文中图 1、图 3、图 4、图 5 原图，请下载圣邦微电子官网 ANC202411001《SGM41570 系列笔记本电脑充电应用设计及系统效率估算》PDF 文档获取高清矢量插图。