65 dB 与 85 dB 之间：ASO622S 开环增益被负载压掉 20 dB 之后

一、摘要

ASO622S 是一颗双通道、轨到轨输入输出（RRIO）的 CMOS 运算放大器，单电源 2.5~5.5 V（或双电源 ±1.25~±2.75 V），增益带宽积 6.5 MHz，压摆率 2.9 V/µs，相位裕度 64°，每通道静态电流 700 µA，失调电压最大 ±4 mV、温漂 2 µV/℃，输入偏置电流 ±1 pA，商业航天级（TID ≥100 krad(Si)、SEL/SEU ≥37 MeV·cm²/mg、−55~+125 ℃）。

它的 AOL 一栏写了六个数。多数人只抄"110 dB"这一个典型值，然后按它去估精度。本文要说的是：同样是这颗芯片，把负载从 10 kΩ 换成 2 kΩ，全温最小值会从 85 dB 掉到 65 dB——20 dB，10 倍的电压增益差距。 而在闭环增益 10 倍的电路里，这 20 dB 直接决定了增益精度是 0.056% 还是 0.56%。

二、同一行 AOL 里的六个数

手册把 AOL 按负载分成了两组，每组三个数（25 ℃ 最小、25 ℃ 典型、全温最小）：

两个细节值得停一下。

第一，典型值只掉了 18 dB（110→92），全温最小值却掉了 20 dB（85→65）。 说明"带重载"这件事在常温下看着还行，一旦走到温度或工艺角的边缘，衰减就被放大了。做设计要按最右列算，不能按典型值算。

第二，负载变重时共模测试范围反而变宽了（0.15~4.85 V 变成 0.05~4.95 V）。这说明 10 kΩ 那一行的测试并没有把输入推到离轨最近的位置，两组数据的可比性没有想象中那么好。保守的做法是两组都看，取更差的那个。

还要提一句统计口径：手册备注说明限值是在 25 ℃ 下 100% 生产测试的，工作温度范围内的限值通过统计质量控制（SQC）的相关性来保证。所以 85 dB 和 65 dB 都是统计外推的保证值，不是某一颗芯片在某个温度点上的实测值。用它们做最坏情况分析是合适的，但别指望每颗样品在 125 ℃ 都能测出 65 dB——保证值是下限，实测通常更好。

图：ASO622S 开环增益随负载塌陷 20 dB，以及增益误差随闭环增益放大

三、从 AOL 到增益误差：只有一个除法

闭环增益的准确表达式是 G_cl = G ÷ (1 + G/AOL)，其中 G 是反馈网络设定的理想增益。当 AOL 远大于 G 时，误差项就是 G/AOL。

把三种闭环增益和三种 AOL 代进去：

规律很干净：误差与闭环增益成正比，与 AOL 成反比。 放大 10 倍，误差也放大 10 倍；AOL 掉 10 倍，误差同样放大 10 倍。两个因素叠在一起，就是 100 倍。

换成"有效位数"更好理解。把增益误差当作量化误差看：

0.056% 相当于 1/1778，约 10.8 位

0.56% 相当于 1/177，约 7.5 位

也就是说，一条标称 12 位精度的采集链路，如果前级用 ASO622S 做 10 倍放大、又带了 2 kΩ 负载，那么全温下前级的增益精度只值 7.5 位——后面 ADC 再好也补不回来。

四、20 dB 不是"小差别"

20 dB 在音频里是"响度翻四倍"，在增益里是"电压放大倍数差 10 倍"。落到具体电路上会变成这样：

假设要把 0~0.5 V 的传感器信号放大 10 倍，送进 5 V 量程的 ADC。理想情况下 0.5 V 输入对应 5.0 V 输出，刚好满量程。

按 85 dB 那一档，实际增益是 10 ×（1 − 0.00056）= 9.9944，满量程输入只到 4.997 V，损失 3 mV；按 12 位（1 LSB = 1.22 mV）算，相当于扔掉 2 个码，可以接受。

按 65 dB 那一档，实际增益是 10 ×（1 − 0.0056）= 9.944，满量程输入只到 4.972 V，损失 28 mV，扔掉 23 个码。这个损失已经接近 12 位系统 1/2 LSB 的好几倍。

同一个电路，只因为负载电阻从 10 kΩ 改成 2 kΩ，可用码值就少了 10 倍。而很多人选型时根本没注意 AOL 那一行括号里的负载条件。

要把这块误差收回来，有两条路。一是换拓扑：两级各放大 3.16 倍，总增益 10 倍，每级的误差只有 3.16 ÷ 1778 = 0.18%，两级相加约 0.36%，仍然优于单级的 0.56%——代价是多一颗运放和几个电阻。二是做闭环校准：在系统里注入一个已知参考，测出实际增益再写进软件系数，误差可以压到校准源的精度。前者靠电路，后者靠流程，通常都比换一颗更贵的运放便宜。

五、2 kΩ 负载意味着 2.5 mA

为什么 2 kΩ 会把 AOL 压下去？因为输出级要供电流。

5 V 输出、2 kΩ 负载，电流是 2.5 mA；同样是 5 V 输出、10 kΩ 负载，只有 0.5 mA。输出级的开环增益本质上受限于它的输出阻抗与跨导，电流越大，管子越靠近线性区，增益越低。这是电压反馈运放共有的规律，不是这一颗的缺陷。

顺带把"轨到轨"说准：手册的输出摆幅一栏给的是离轨的余量，不是"能到轨"。

注意上下余量的变化方向相反：负载加重后，上余量从 17 mV 缩到 8 mV（更好），下余量从 12 mV 涨到 22 mV（更差）。灌电流和拉电流能力本来就不对称，这也是为什么"轨到轨"三个字后面总要跟一句"具体看余量"。

图：ASO622S 输出摆幅余量与不同负载下的输出电流

再补一个数：短路电流限值是 ±70 mA，那是故障状态，不是工作点。2 kΩ 负载的 2.5 mA 离它还有 28 倍，散热上完全不用担心；一旦真的短路，350 mW 的功耗会立刻把这颗热阻 158 ℃/W 的封装推到热极限附近。

六、AOL 还跟输出摆幅走

上面两组数都是在特定共模与输出条件下测的。实际电路里还有第二个变量：输出离轨越近，AOL 越低。

原因还是输出级。输出管接近饱和时，它的输出阻抗急剧上升，增益随之塌陷。所以一颗标称 85 dB 的运放，在输出 0.5 V（离轨 4.5 V）时可能真有 85 dB，在输出 5.4 V（离轨 0.1 V）时可能只剩 60 dB。

这条规律对 RRIO 器件尤其要紧，因为用它的人往往就是要用满量程。要精度就别贴边，要贴边就别指望精度。

七、AOL 只是直流值：频率上去，误差长得更快

前面所有的 AOL 都是直流（或极低频）测出来的。真实信号有频率，而开环增益随频率下降——这就是增益带宽积 GBP = 6.5 MHz 的含义：任意频率 f 处的开环增益约等于 GBP 除以 f。

把 AOL(f) = 6.5 MHz ÷ f 代进误差公式，得到 误差 ≈ G × f ÷ GBP：

这张表比 AOL 那一行更有杀伤力。同样是 10 倍放大，直流下误差 0.56%，10 kHz 时变成 1.5%，100 kHz 时变成 15%。 100 kHz 已经不在这颗运放"能当精密放大器"的范围里了——它的闭环 −3 dB 带宽就是 650 kHz，到 100 kHz 时环路增益只剩 6.5 倍，反馈几乎不起作用。

所以选型时不能只问"增益误差多少"，要问"在我关心的频段内，增益误差多少"。低频精密与宽带放大，在这颗 6.5 MHz 的器件上是两个完全不同的工作点。

顺带验证一下这个近似靠不靠得住。用 110 dB（316227 倍）的直流增益和 6.5 MHz 的 GBP 反推主极点频率：6.5 MHz ÷ 316227 ≈ 20 Hz。从 20 Hz 滚到 100 Hz 是 0.7 个十倍频，按每十倍频 20 dB 计算该掉 14 dB，而 100 Hz 处算出来是 96.3 dB，与 110 dB 相差 13.7 dB——对得上。这说明单极点近似在这颗器件上是可信的，表里那些误差值可以直接用。

八、把 AOL、CMRR、PSRR 放在同一张预算表里

AOL 不是唯一的误差源。手册还给了共模抑制比 CMRR（全温最小 68 dB）和电源抑制比 PSRR（全温最小 72 dB）。三者本质相同：都是"某个干扰量按某个比例漏到输入端"。

按 G=10、输出 5 V、共模变化 1 V、电源变化 0.5 V 折算到输入端：

算术相加约 7.7 mV，其中失调占一半、开环增益占 36%。这解释了为什么不能只盯着 VOS 挑运放：在一颗失调只有 4 mV 的精密器件上，AOL 贡献的误差已经和失调在同一个量级。

如果换成轻载 10 kΩ 那一档（85 dB，17783 倍），AOL 这一项从 2.8 mV 降到 0.28 mV，误差预算立刻从 7.7 mV 掉到 5.2 mV——32% 的改善，只是因为换了负载电阻。

九、什么场合必须按 65 dB 算

十、手册事实与设计建议

十一、结语

AOL 这一行最容易被当成"一个数字"抄进选型表。ASO622S 的六个数说明它不是：负载换一档，全温最小值就掉 20 dB；闭环增益提一档，误差再放大 10 倍。

一颗 700 µA、6.5 MHz 的双通道 RRIO，在轻载小增益下能给出接近 11 位的增益精度，在重载大增益下只剩 7.5 位。这不是器件变差了，是工作点被挪到了边缘。 算清 G 与 RL 这两个数，比记住 110 dB 有用得多。