芯耀
与非AI
359
门下有毛遂者，前，自赞于平原君曰："遂闻君将合从于楚，约与食客门下二十人偕，不外索。今少一人，愿君即以遂备员而行矣。" - 司马迁·《史记·平原君虞卿列传》
战国末年，秦军围攻赵国邯郸。平原君赵胜奉命出使楚国求援，欲在门下食客中挑选二十位文武双全者同行。挑来挑去，只选出十九人，差一个怎么也凑不齐。
此时，一个名叫毛遂的人走上前来，向平原君自我推荐。平原君问他："先生在我门下几年了？"毛遂答："三年。"平原君摇摇头说："有才能的人活在世上，就像锥子放在口袋里，锥尖立刻就会露出来。如今先生在我门下三年了，左右没人称赞过你，我也没听说过你，说明你没什么本事。先生还是留下吧。"
毛遂不卑不亢地回了一句千古名言："臣乃今日请处囊中耳。使遂早得处囊中，乃颖脱而出，非特其末见而已。" 意思是——我今天才请求您把我放进口袋里。要是早把我放进去，我早就整个锥子都脱颖而出了，何止露出个锥尖？
平原君被说服，带上了毛遂。到了楚国，平原君与楚王谈判合纵抗秦，从早晨谈到中午都没谈成。毛遂按剑上前，三言两语说服楚王歃血为盟，成就了"毛遂自荐"的千古佳话。
在Buck降压电路中，有一个名叫"自举电容"（Bootstrap Capacitor）的器件，其工作方式与毛遂自荐的故事如出一辙——平时默默无闻地"蓄力充电"，一旦高侧开关管需要导通，它便凭借自身存储的电荷，将栅极驱动电压**"举"到高于输入电压的电位**，恰如毛遂"颖脱而出"，在没有外部辅助电源的情况下，靠自身力量完成看似不可能的任务。
下面，就为诸君讲述Buck电路自举原理及Bootstrap电容量的计算方法。
1 | 背景：高侧NMOS的驱动难题
1.1 为什么高侧开关管首选NMOS
在Buck降压变换器中，高侧开关管（High-Side Switch）串联在输入电压 和开关节点SW之间。这个开关管既可以用PMOS，也可以用NMOS，但工程实践中几乎清一色选择NMOS。
原因很简单：在相同的芯片面积和工艺条件下，NMOS的导通电阻 远低于PMOS。这是因为NMOS靠电子导电，PMOS靠空穴导电，而电子的迁移率约为空穴的2~3倍。同等导通电阻下，NMOS的芯片面积更小、成本更低；同等面积下，NMOS的导通电阻更低、损耗更小。
以TI的TPS54360为例，其内部集成的NMOS高侧开关管导通电阻仅为 92 mΩ [1]。如果换成同等面积的PMOS，导通电阻可能要翻2~3倍，直接拉低变换器的效率。
1.2 NMOS栅极驱动的困境
NMOS虽好，但驱动它却有个让人头秃的问题。
NMOS导通的条件是栅源电压 大于阈值电压 ，即：
V_{th} tag{1}$$" style="font-family: Optima-Regular, Optima, PingFangSC-light, PingFangTC-light, "PingFang SC", Cambria, Cochin, Georgia, Times, "Times New Roman", serif;font-size: 16px;line-height: 2em;max-width: 100%;overflow-x: auto;cursor: pointer;padding: 0.5em 0px;text-align: center;">
其中 为栅极电压， 为源极电压。
对于低侧开关管，源极接地，，只需在栅极施加几伏到十几伏的电压即可导通，毫无难度。
但高侧NMOS的源极连接在开关节点SW上。当高侧管导通时，SW节点的电压会上升到接近输入电压 。此时若要维持 ，栅极电压必须比 还要高出一个 以上。
以 、 为例，栅极电压至少需要达到：
V_{IN} + V_{th} = 12 + 2 = 14text{V} tag{2}$$" style="font-family: Optima-Regular, Optima, PingFangSC-light, PingFangTC-light, "PingFang SC", Cambria, Cochin, Georgia, Times, "Times New Roman", serif;font-size: 16px;line-height: 2em;max-width: 100%;overflow-x: auto;cursor: pointer;padding: 0.5em 0px;text-align: center;">
可问题是，系统里最高的电源轨通常就是 本身。去哪里找一个比 还高的电压来驱动栅极呢？
1.3 自举电路的引入
这就轮到"自举电路"（Bootstrap Circuit）登场了。
自举电路的核心思想，与毛遂自荐如出一辙——不依赖外部更高的电源，而是靠自己"举"自己。具体来说，它利用一个电容的储能特性，在低侧开关管导通时悄悄充电，在高侧开关管导通时利用电容两端电压不能突变的特性，将栅极驱动电压"抬举"到高于 的电位。
这种"自力更生"的供电方式，正是"Bootstrap"（提着自己的靴带把自己举起来）这个名称的由来——也恰如毛遂不待平原君发现，自己推荐自己，靠自身能力脱颖而出。
2 | 自举电路的工作原理
2.1 电路结构
一个典型的自举电路由两个元件组成：自举二极管 (下图D1)和自举电容(下图CHB)。其连接方式如下：
自举二极管：阳极接驱动器供电电压 ，阴极接BOOT引脚。它的作用是单向导电——允许 向 充电，阻止 上的电荷反向流回 。•
自举电容：连接在BOOT引脚和SW引脚之间。它是高侧驱动电路的"蓄水池"，在高侧管导通期间为栅极驱动提供能量。•
高侧驱动器：集成在控制IC内部，以BOOT引脚为正电源、SW引脚为参考地，驱动高侧NMOS的栅极。
对于像TPS54360这样集成度更高的芯片，自举二极管甚至被集成到了芯片内部，外部只需要一个自举电容 [1]。
2.2 充电过程：低侧导通时的蓄能
当高侧开关管Q1关断、低侧开关管Q2导通（或续流二极管导通）时，开关节点SW被拉低到接近地电位：
此时， 通过自举二极管 向 充电。充电回路的电流路径为：。
充电完成后， 两端的电压为：
其中 为自举二极管的正向压降（典型值约0.6~0.7V）。
这个阶段，自举电容就像毛遂在平原君门下三年默默积蓄才能一样，悄悄地把电荷存起来。
2.3 放电过程：高侧导通时的自举
当低侧开关管Q2关断时，SW节点的电压迅速上升到接近 ：
根据电容两端电压不能突变的特性， 上存储的电压 保持不变。因此，BOOT引脚的电压被"举"到了：
此时，高侧驱动器以BOOT引脚为正电源、SW引脚为参考地，其供电电压为：
这就是高侧NMOS的栅极驱动电压 的上限。以 、 为例：
4.3V的栅源电压足以让大多数功率NMOS完全导通。注意，这个 是以SW节点为参考的悬浮电压，与 的大小无关——无论 是5V还是60V，栅极驱动电压始终是 。
与此同时，自举二极管 承受反向偏置，阴极电压 远高于阳极电压 ，二极管截止，防止 上的电荷倒灌回 。
这便是"自举"的精妙之处——电容 利用自身存储的电荷，将驱动电源从地参考"举"到了以SW节点为参考的悬浮电位，恰如毛遂"颖脱而出"，不借外力而自达。
2.4 周期性刷新
自举电容的容量有限，在高侧管导通期间，它会因为向栅极驱动电路供电而逐渐放电，两端电压不断下降。如果高侧管导通时间过长， 降得太低，栅极驱动电压不足，高侧NMOS会进入线性区（非完全导通），导致导通损耗剧增、发热严重甚至烧毁。
因此，自举电容需要在每个开关周期内被"刷新"——当高侧管关断、低侧管导通时， 再次通过 给 补充电荷，弥补上一个周期消耗掉的电荷。
这种"充电—放电—再充电"的周期性循环，构成了自举电路稳定工作的基础。正所谓"一张一弛，文武之道也"。
3 | Bootstrap电容的电荷消耗分析
要计算自举电容的容量，首先必须搞清楚：在一个高侧导通周期内，自举电容到底消耗了多少电荷？
自举电容的总电荷消耗 由以下几个部分组成 [2]：
3.1 MOSFET栅极电荷 Qg
这是最主要、通常也是最大的一笔"开销"。
高侧NMOS导通时，驱动器需要向其栅极注入电荷，对栅源电容 和栅漏电容 （即米勒电容）进行充电。这个总电荷量 可以从MOSFET的datasheet中直接查到，通常在"Gate Charge"特性曲线中给出。
其中 是MOSFET在指定 和 条件下的总栅极电荷，单位为纳库仑（nC）。
以ON Semiconductor的FCP20N60（600V, 20A SuperFET）为例，其datasheet给出 （最大值）[2]。
值得注意的是，每次开关周期栅极电荷都会被充放一次。但由于自举电容在低侧导通时会被重新充电，稳态下自举电容每个周期只需要补充高侧管导通时消耗的电荷，即 本身。
3.2 驱动器静态电流消耗
高侧驱动器在工作时，其内部电路（电平移位器、逻辑控制、欠压锁定等）会持续消耗静态电流 。这部分电流在整个高侧导通期间 内持续从 抽取电荷：
其中：
- • ：高侧驱动器的静态工作电流（μA级），可从驱动IC的datasheet查得• ：高侧开关管的导通时间（s）
3.3 漏电流消耗
漏电流是多方面的，包括：
• MOSFET栅源漏电流：栅极到源极的泄漏电流•
自举电容漏电流：仅在使用电解电容时需要考虑，陶瓷电容可忽略•
自举二极管反向漏电流：二极管反向偏置时的漏电流
这些漏电流通常都在纳安（nA）级别，对于现代陶瓷电容和快恢复二极管来说，完全可以忽略不计 [2]。
3.4 电平移位器电荷
对于使用电平移位器（Level Shifter）将控制信号从地参考域传递到悬浮域的栅极驱动IC，每次开关事件中电平移位器自身也要消耗一定电荷 。对于ON Semiconductor（原Fairchild）的HV栅极驱动器，该值通常约为 3 nC [2]。
3.5 总电荷消耗公式
综合以上各项，自举电容在一个高侧导通周期内的总电荷消耗为：
由于漏电流项通常可以忽略，公式可简化为：
4 | Bootstrap电容量的计算方法
4.1 允许的最大电压降
自举电容放电时，其两端电压会下降。这个电压降 必须被限制在安全范围内，以确保高侧驱动器的供电电压始终高于其欠压锁定阈值 。
允许的最大电压降由下式决定 [2]：
其中：
- • ：驱动器供电电压（V）• ：自举二极管正向压降（V，典型值0.6~0.7V）• ：高侧驱动器的欠压锁定阈值（falling，V），可从驱动IC的datasheet查得
当 降至 时，高侧驱动器将被强制关断，高侧NMOS停止开关。因此， 就是自举电容从满充到触发UVLO之间允许的电压降幅。
如果datasheet未直接给出 ，也可以用确保MOSFET完全导通所需的最小栅源电压 代替：
4.2 最小电容值公式推导
由电容的基本定义 ，自举电容的电荷—电压关系为：
将式(13)代入，解得最小自举电容值：
将式(12)展开：
这就是自举电容最小值的完整计算公式。
4.3 最大导通时间的确定
公式(17)中的 应取最大占空比对应的最大导通时间：
对于Buck变换器，占空比 ，因此最大占空比出现在最小输入电压时：
需要注意的是，由于自举电容需要在低侧管导通期间刷新，占空比不可能达到100%。大多数Buck变换器的最大占空比限制在90%~95%左右，具体取决于芯片的最低导通时间和刷新机制。
4.4 实际选型修正
公式(17)给出的是理论最小值。实际选型时，必须考虑以下降额因素：
1. 电容容值容差
陶瓷电容的初始容值偏差通常为 （X7R/X5R材质），即最坏情况下实际容值只有标称值的90%。
2. 直流偏压效应
MLCC（多层陶瓷电容）的实际电容量会随两端直流电压的升高而显著下降。自举电容上的直流电压约为 （几伏到十几伏），某些小封装电容在此电压下可能损失30%~50%的容量 [3]。
3. 温度特性
X7R材质在-55°C~+125°C范围内的容量变化约为 。
综合考虑以上因素，实际选型的电容标称值应为：
其中：
- • ：容差系数，典型值0.90• ：直流偏压保留率，典型值0.50~0.80• ：温度系数，X7R典型值0.85
以典型值估算：
即实际选型的标称容值约为理论最小值的 2倍 左右，以留足设计余量。
5 | 实际芯片计算实例
5.1 实例一：外部MOSFET + 栅极驱动器
以ON Semiconductor（原Fairchild）的AN-6076应用笔记中的设计实例为参考 [2]：
设计参数：
| 参数 | 符号 | 值 | 来源 |
|---|---|---|---|
| 栅极驱动IC | — | FAN7382 | AN-6076 [2] |
| 功率MOSFET | — | FCP20N60 | AN-6076 [2] |
| 自举二极管 | — | UF4007 | AN-6076 [2] |
| 驱动器供电电压 | 15V | 设计设定 | |
| MOSFET总栅极电荷 | 98 nC | FCP20N60 datasheet | |
| 驱动器静态电流 | 120 μA | FAN7382 datasheet | |
| 驱动器漏电流 | 50 μA | FAN7382 datasheet | |
| 栅源漏电流 | 100 nA | FCP20N60 datasheet | |
| 二极管反向漏电流 | 10 nA | UF4007 datasheet | |
| 电平移位器电荷 | 3 nC | AN-6076 [2] | |
| 开关频率 | 20 kHz | 设计设定 | |
| 占空比 | 50% | 设计设定 | |
| 允许电压降 | 1.0V | 设计目标 |
步骤一：计算最大导通时间
步骤二：计算总电荷消耗
由公式(11)：
代入数值：
可以看到，栅极电荷 占了总电荷消耗的93%，是绝对的主导项。驱动器静态电流和电平移位器的消耗合计仅约7 nC，占7%。
步骤三：计算最小电容值
由公式(16)：
步骤四：不同电容值下的电压降对比
| 评价 | ||
|---|---|---|
| 100 nF | 1.05V | 临界，略超1.0V目标 |
| 150 nF | 0.70V | 安全 |
| 220 nF | 0.48V | 充足余量 |
| 570 nF | 0.18V | 非常安全 |
AN-6076建议取值范围为 100 nF ~ 570 nF，但需根据具体应用选择合适值 [2]。需要注意的是，电容值也不能太大——太大会导致充电时间常数增大，低侧导通时间内可能无法将电容充满。
5.2 实例二：TI TPS54360集成MOSFET型Buck变换器
TPS54360是一款60V输入、3.5A输出的非同步Buck变换器，高侧MOSFET集成在芯片内部 [1]。
设计参数：
| 参数 | 符号 | 值 | 来源 |
|---|---|---|---|
| 芯片型号 | — | TPS54360 | TI datasheet [1] |
| 高侧MOSFET导通电阻 | 92 mΩ | TPS54360 datasheet | |
| BOOT-SW稳压值 | ≈6V | 内部稳压（Rds(on)测试条件） | |
| BOOT UVLO阈值 | ≈2.1V | TPS54360 EVM文档 [4] | |
| 推荐自举电容 | 0.1 μF | TPS54360 datasheet [1] | |
| 电容耐压要求 | — | ≥10V | TPS54360 datasheet [1] |
| 开关频率范围 | 100k~2.5MHz | TPS54360 datasheet | |
| 输入电压 | 12V | 典型应用 | |
| 输出电压 | 3.3V | 典型应用 | |
| 开关频率 | 500 kHz | 典型应用 |
对于TPS54360这类集成MOSFET的变换器，自举二极管已集成在芯片内部，外部仅需一个电容。其内部BOOT电压被稳压在约6V（从datasheet中 的测试条件 可推断），当BOOT-SW电压降至约2.1V时触发UVLO刷新机制 [4]。
步骤一：确定允许电压降
步骤二：估算总电荷消耗
由于TPS54360的MOSFET集成在芯片内部，datasheet未单独给出 。但根据datasheet描述："Because the gate drive current sourced from the BOOT capacitor is small, the high side MOSFET can remain on for many switching cycles" [1]，可知栅极电荷消耗非常小。
参考同类60V、92 mΩ NMOS的典型参数，估算 。高侧驱动器静态电流估算 。由于MOSFET和驱动器集成在一起，无外部电平移位器，。
在最低开关频率 、最大占空比 的最恶劣工况下：
步骤三：计算最小电容值
步骤四：与datasheet推荐值对比
考虑降额（容差0.9、直流偏压0.7、温度0.85）：
datasheet推荐值为 0.1 μF = 100 nF，是理论最小值的约 70倍，余量极为充足。这也印证了datasheet的说法——"栅极驱动电流很小，高侧MOSFET可以维持很多个开关周期的导通" [1]。
为什么集成型芯片的自举电容可以这么小？ 核心原因有三：
1. 集成MOSFET的栅极电荷极小：芯片内部MOSFET的栅极面积经过优化， 仅为几nC量级，远小于外部大功率MOSFET动辄几十nC的栅极电荷。
2. 驱动器静态电流低：集成工艺下驱动器静态电流仅数十微安。
3. 允许电压降大：BOOT电压6V、UVLO阈值2.1V，允许3.9V的电压降幅，远大于外部驱动器通常1V左右的设计目标。
5.3 两种方案的对比
| 对比维度 | 外部MOSFET方案（FAN7382 + FCP20N60） | 集成MOSFET方案（TPS54360） |
|---|---|---|
| 栅极电荷 | 98 nC（大） | ≈5 nC（小） |
| 驱动器静态电流 | 120 μA | ≈50 μA |
| 允许电压降 | 1.0V（设计设定） | 3.9V（芯片内部决定） |
| 最小电容值 | 105.25 nF | ≈1.4 nF |
| 推荐电容值 | 100~570 nF | 100 nF (0.1 μF) |
| 自举二极管 | 外部（UF4007） | 内部集成 |
| 适用功率等级 | 大功率（数百瓦~千瓦） | 中小功率（几十瓦） |
6 | 设计考量与边界情况
6.1 最大占空比限制
自举电容的刷新依赖于低侧开关管（或续流二极管）导通时SW节点被拉低。如果占空比太高，低侧导通时间太短，自举电容来不及充足电。
这是自举电路的根本性限制——占空比永远无法达到100%。
大多数Buck变换器的最大占空比限制在 90%~95%。对于需要极低压差（low dropout）工作的场景，一些芯片（如TPS54360）内置了辅助的低侧MOSFET，在BOOT电压过低时主动将SW拉低以强制刷新自举电容 [1][4]。但这会引入额外的开关损耗，不适合持续工作。
6.2 电容选型注意事项
介质材质：务必选择 X7R或X5R 陶瓷电容。Y5V等材质的容量随温度和电压变化剧烈，不适合用作自举电容。
耐压等级：电容的额定电压应不低于BOOT-SW引脚之间的最大电压。对于大多数5V驱动的芯片，选择 10V或16V 耐压的电容即可。TPS54360的datasheet明确要求"10V或更高" [1]。
封装尺寸：在满足耐压的前提下，尽量选择较大封装（如0603、0805），因为大封装的DC偏压特性通常优于小封装。
电容值不宜过大：虽然大电容能减小电压纹波，但也会增加充电时间常数。如果低侧导通时间很短（高占空比工况），过大的电容可能无法在单个周期内充满电。一般建议自举电容不超过1 μF。
6.3 MPS快速估算法
MPS（Monolithic Power Systems）的应用笔记中提供了一个快捷估算公式 [3]：
8 times Q_g tag{34}$$" style="font-family: Optima-Regular, Optima, PingFangSC-light, PingFangTC-light, "PingFang SC", Cambria, Cochin, Georgia, Times, "Times New Roman", serif;font-size: 16px;line-height: 2em;max-width: 100%;overflow-x: auto;cursor: pointer;padding: 0.5em 0px;text-align: center;">
其中 单位为nF， 单位为nC。这个公式假设了较大的设计余量和典型的 值，适合快速选型。以FCP20N60为例：
8 times 98 = 784text{nF} tag{35}$$" style="font-family: Optima-Regular, Optima, PingFangSC-light, PingFangTC-light, "PingFang SC", Cambria, Cochin, Georgia, Times, "Times New Roman", serif;font-size: 16px;line-height: 2em;max-width: 100%;overflow-x: auto;cursor: pointer;padding: 0.5em 0px;text-align: center;">
这个结果比AN-6076的详细计算（105.25 nF）保守得多，适合对成本不敏感、追求高可靠性的场合。
7 | 总结
1. 自举电路的本质是利用电容的储能特性和电压不能突变的原理，在高侧管导通时将驱动电压"举"到高于 的电位，解决NMOS栅极驱动难题。这与毛遂自荐的典故异曲同工——不假外求，靠自身力量脱颖而出。
2. 自举电容的工作循环为"低侧导通充电 → 高侧导通放电 → 周期性刷新"。充电时 ，放电时 ，栅极驱动电压 。
3. 总电荷消耗，其中栅极电荷 通常是主导项，占比可达90%以上。
4. 最小电容值公式：。实际选型需在此基础上考虑容差、直流偏压和温度降额，通常取理论值的2倍左右。
5. 集成MOSFET型芯片（如TPS54360）由于栅极电荷极小、允许电压降大，自举电容可以很小（0.1 μF即可），而外部MOSFET方案需根据MOSFET的 详细计算，通常需要100 nF~1 μF。
6. 占空比限制是自举电路的固有约束——最大占空比无法达到100%，通常限制在90%~95%。
毛遂自荐，颖脱而出，靠的是三年磨砺的积累；自举电容"提着自己的靴带"完成电压抬升，靠的是每个低侧导通期的默默蓄能。世间之事，但凡"自举"，皆须先有蓄力，而后方能一举成名。
参考文献
[1] Texas Instruments, TPS54360 60-V Input, 3.5-A, Step-Down DC/DC Converter With Eco-Mode™ Datasheet (SLVSBB4G), Section 8.2.2.7 Bootstrap Capacitor Selection
[2] ON Semiconductor (Fairchild), AN-6076 Design and Application Guide of Bootstrap Circuit for High-Voltage Gate-Drive IC, Section 3.1 Select the Bootstrap Capacitor
[3] MPS (Monolithic Power Systems), Bootstrap Circuit Design Guide, Application Note AN163
[4] Texas Instruments, TPS54360 Step-Down Converter Evaluation Module User's Guide (SLVU769B)
