不用电感，怎么做到240A DCDC降压输出？这颗电源芯片是真厉害！

最近MPS推出了一款面向AI加速卡的高电流电源模块MPM3696-40，它的规格很吸引眼球，单颗输出40A，输入电压2.8V～16V，输出电压0.3V～8V，最多6颗并联，最大输出电流240A，采用7mm×7mm封装，集成了MOSFET、控制器及关键无源器件，支持PMBus数字监控和配置。

最牛批的是这玩意无需电感，你没看错，是真不用，DCDC降压BUCK，还不用电感？那它是怎么做到240A的呢？它又是如何在这么小的封装里，把大电流转换、散热、并联均流和瞬态响应同时做好的呢？如果我们要选型的话在电路设计上又有哪些注意事项呢？接下来我们就聊聊这个问题。

MPS官方关于大电流DCDC电源设计专门整理了一个电路设计资料包，里面包含了MPS最新的全系电源芯片选型，外围电路设计，关键参数选型，PCB布局注意事项等资料，有需要对文末自取哈。

当然如果你用不了这么大电流，MPS这次还推出了MPM3685，这个BUCK，外围电路也是无需电感，这个电流小一点，最大能干到15A，支持2.7V至16V宽输入、0.6V至5.5V输出，5mm×5mm封装，采用COT控制架构，具备快速瞬态响应能力，并支持600kHz、800kHz及1MHz可调开关频率以及远程采样功能，可满足FPGA、RAM及各类辅助电源轨对于低纹波、高稳定性的供电需求。MPM3685+MPM3696-40覆盖了15A至240A负载电流范围，常规和不常规的场景都够用了！

MPM3696-40单颗最大输出40A，6颗并联后：

这个计算并不复杂，但240A意味着什么？

假设GPU核心电压只有VOUT=0.8V，那么输出功率就是:POUT=VOUT×IOUT=0.8×240=192W如果核心电压降到0.7V，那么输出功率就是:POUT=0.7×240=168W也就是说，这个模块面对的是低电压、大电流、高动态负载的供电场景，这和咱们平时用的普通的12V转5V、3A电源完全不是一个量级，而且更麻烦的是，AI处理器并不是一直稳定地消耗掉240A，它可能在很短时间内从几十安培突然跳到几百安培，再迅速降下来，所以这类电源真正的难点有三个：

1. 稳态时能不能持续输出大电流；负载突然变化时，输出电压会不会往下掉；大电流带来的发热和PCB压降能不能控制住。

MPM3696-40跟传统BUCK比起来是如何实现240A输出的？

MPM3696-40不是没有电感，而是把电感放进了封装里，传统Buck电源一般是这样：控制芯片＋上下MOSFET＋外置电感＋输入输出电容，其中电感负责储能和释放能量，是Buck电路不可缺少的器件，Buck在连续导通模式下，电感电流纹波近似为：

其中VIN是输入电压，VOUT是输出电压，D是占空比，L是电感值，fs是开关频率，如果输入12V，输出0.8V，开关频率假设为1MHz，占空比近似：D=0.8/12=0.0667假设电感为100nH，则：

ΔIL≈7.47A，对于240A系统来说，7.47A的纹波并不算特别夸张，但如果把240A全部交给一颗电感，电感体积、铜损、磁芯损耗和饱和电流都会成为巨大问题，所以这类方案一般不会用一颗超大电感来硬扛240A，而是采用多相并联、每相分担电流、模块内部集成电感，单颗模块40A，6颗并联，每颗只需要承担约40A，这样电感、MOSFET和铜互连的压力都被分摊了。

那为什么多颗并联后，输出电流可以继续增加呢？

如果6颗模块完全相同，且均流控制做得足够好，那么理论上ITOTAL=I1+I2+I3+I4+I5+I6，当每颗输出40A时ITOTAL=240A。问题来了，并联不是把几颗芯片的输出脚直接短在一起就完事？

如果6颗模块的输出电阻存在差异，某一颗的输出电压略高，它就可能承担更多电流，假设两颗模块并联，模块A等效输出电阻为0.5mΩ，模块B等效输出电阻为0.6mΩ，在相同输出电压下，A的电流就会更大，如果总输出电流为80A，按电阻近似分配：

IA=80×0.60.5+0.6≈43.6AIB=80×0.50.5+0.6≈36.4AA已经超过40A额定值，因此高电流并联电源必须考虑模块之间的均流，远端采样，输出铜皮阻抗，连接路径长度，启动时序，动态负载分配，热分布，MPM3696-40采用面向大电流负载的并联扩展方式，最多支持6颗协同工作，目的就是让每颗模块承担相对可控的电流，而不是让某一颗自己承受的太多。

240A电流只是表象，搞硬件的要考虑的是毫欧级压降！假设240A输出路径上总电阻只有R=0.5mΩ，那么压降为：VDROP=240×0.0005=0.12V对于0.8V的GPU核心电源来说，0.12V意味着：0.12/0.8×100%=15%也就是说，PCB、铜柱、过孔、连接器和封装引脚上的压降，可能达到输出电压的15%，这就是为什么AI加速卡的电源设计不能只看电源芯片参数，你即使做出了0.8V、240A的电源，如果电源模块到GPU之间的路径压降太大，那GPU实际拿到的可能只有0.68V。

所以高电流电源必须重点关注大面积铜皮，多组并联过孔，低阻抗电源层，负载附近布置输出电容，远端采样，电源模块和处理器之间的距离这些细节，对于这种电流等级，普通拉一根粗线的思路已经不够了，往往需要电源层、铜柱、金属连接结构共同参与供电。

那为什么MPM3696-40需要很快的瞬态响应？

因为它是设计来给AI处理器供电的，这意味着负载变化非常剧烈，举个例子吧，假设负载在很短时间内从100A跳到200A，新增电流ΔI=100A，如果电源控制环路来不及响应，新增的100A只能先由输出电容提供。根据电容基本公式I=C*dV/dt，整理得到ΔV=ΔI*Δt/C，假设电源需要5µs才能把电感电流补上，输出电容总量为C=2000μF，那么输出电压瞬间变化约为：ΔV=100×5μs/2000μF=0.25V对于0.8V电源来说，0.25V已经非常严重，如果希望电压跌落控制在40mV以内，那么在5µs响应时间下，需要的电容为12500μF，这个电容数量已经非常夸张，而且实际还要考虑ESR、ESL和高频响应。

因此不能只靠疯狂堆电容解决问题，更关键的是让电源控制环路尽快响应负载变化，MPM3696-40采用MCOT控制架构，重点就是改善这类大电流负载的瞬态响应。MCOT控制不需要像传统固定频率电压模式那样依赖复杂的环路补偿，面对负载突变时可以更快调整开关动作。

当然，控制架构快并不代表输出电容可以随便省，实际仍然需要结合负载变化幅度，负载变化速度，输出电容，电容ESR和ESL，PCB寄生参数，目标电压跌落，稳态纹波要求来一起做设计才行，这部分可以参考文末MPS官方提供的电源设计资料包里的推荐设计来计算选型。

那MPM3696-40把电感集成进去的好处是啥？

大家的第一反应自然是节省空间，我觉得把电感放到模块内部，最大的价值不只是省空间，更重要的是，电感和开关节点之间的连接距离可以大幅缩短。对于Buck电路，最关键的高频回路通常是输入电容—高低侧MOSFET—电感—输出电容—地回路。

回路中的寄生电感越大，电流变化时产生的尖峰就越明显：假设寄生电感只有L=2nH，电流变化速度为di/dt=100A/ns，那么理论寄生电压V=2nH×100A/ns=200V，当然这个计算是极端示意，但它说明了一个问题，在大电流、快速边沿的电源里，哪怕只有几nH的寄生电感，也可能产生很大的瞬态电压。

集成电感和紧凑封装能够缩短关键电流路径，减少寄生参数，也有利于控制SW节点振铃，EMI辐射，开关损耗，电源尖峰，PCB布线复杂度。不过，集成并不意味着设计者可以忽略布局。模块周围的输入电容、输出电容、功率地和负载连接仍然非常关键。

7mm×7mm封装，散热也是需要注意的大问题240A听起来很猛，但电流越大，损耗越难处理，假设整个供电链路效率为90%，输出功率为0.8V*240A=192W，输入功率PIN=192/0.9≈213.3W,系统损耗PLOSS=213.3−192=21.3W，这21.3W最终都要变成热。

如果把6颗模块平均分摊PLOSS,PER=21.3/6≈3.55W，单颗模块只有7mm×7mm，面积约A=49mm^2，3.55W集中在这么小的面积内，对PCB散热、封装底部焊盘、过孔阵列和周围气流都提出了很高要求。

当然你设计时不能只看规格书第一页的效率百分比，还要看满载效率，低压输出时的效率，因为不同输出电压，不同开关频率，不同负载电流下的效率都是不一样的，那效率是啥？其实就是发热，发热体现在芯片上就是芯片的温升，效率低，温升高，就意味着芯片带不了太大电流，这种情况下要么提高散热能力，比如加个散热器或者搞个风扇主动散热，要么你就提高效率来降低发热。

环境温度，PCB铜厚，散热过孔数量，模块之间的间距，热源是否集中，是否需要风冷或冷板，尤其是GPU核心供电，负载可能长期处于高电流状态，短时间能跑起来不代表长期可靠，散热设计一定要好好考虑。

MPM3696-40集成的PMBus数字接口有啥用？有了这个接口这意味着系统可以读取或配置一些关键运行信息，例如输入电压，输出电压，温度，故障状态，保护阈值，运行参数，毕竟对于AI服务器来说，电源已经不只是把电压转换出来，而是要找到哪一块板卡正在发热？哪一路电流异常？哪颗模块温度过高？哪个电源轨出现过流？

如果没有数字监控，很多问题只能等系统掉线以后再排查。那如何获取MPS官方关于大电流DCDC电源设计的电路设计资料包呢？两种方式：点击下方图片即可跳转获取哦，或者点击文末的阅读原文也可以跳转获取哦！